基于DSP的永磁同步電動機無傳感器控制器設(shè)計

黃 斌

(昆明船舶設(shè)備研究試驗中心，昆明650010)

0 引 言

PWM高頻控制技術(shù)在電力電子器件不斷發(fā)展與新型可關(guān)斷器件實用化的推動下成為可能［1］。采用直接轉(zhuǎn)矩法和矢量控制技術(shù)后，永磁同步電動機的性能得到了大步的提升，因此永磁同步電動機系統(tǒng)研發(fā)逐漸為廣大專家學(xué)者重點關(guān)注［2］。傳統(tǒng)的方法是在軸上安裝位置傳感器來提供轉(zhuǎn)子位置信息，這樣做雖然可以使空間坐標(biāo)系變換成為可能，但會帶來系統(tǒng)可靠性降低、成本增加的弊端［3］。無位置傳感器技術(shù)除去了速度傳感器的維護和安裝費用，在降低成本的同時，又提高了系統(tǒng)的可靠性。

1 系統(tǒng)控制策略

永磁同步電動機矢量控制即磁場定向控制，本設(shè)計采用對電機轉(zhuǎn)子的磁鏈定向控制。根據(jù)d，q坐標(biāo)系下的電機模型分析轉(zhuǎn)矩公式，對PMSM的控制可以看成是對永磁轉(zhuǎn)矩和磁阻轉(zhuǎn)矩控制。

將電流傳感器測量得到的反饋相電流ia和ib經(jīng)過Clarke變換，將其從三相靜止坐標(biāo)系下的電流變換到兩相靜止坐標(biāo)系iα和iβ;得到的iα和iβ和與轉(zhuǎn)子位置θ結(jié)合，經(jīng)過Park變換將兩相靜止坐標(biāo)系變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流值id和iq;由外環(huán)速度環(huán)和內(nèi)環(huán)電流環(huán)構(gòu)成雙閉環(huán)的電機控制系統(tǒng)［4］。通過轉(zhuǎn)速估算模塊得到的轉(zhuǎn)子角速度ω和參考輸入轉(zhuǎn)速進行比較，并通過PI調(diào)節(jié)器產(chǎn)生交軸參考電流;交、直軸參考電流與實際反饋的交、直軸電流iqs和ids進行比較，取直軸參考電流iqs=0，在經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器，轉(zhuǎn)化為電壓vqs和vds;vqs和vds與估算模塊得到的轉(zhuǎn)子角位置θ相結(jié)合進行Ipark變換，變換得到兩相靜止坐標(biāo)系的電壓方程vα和vβ，提供給SVPWM模塊調(diào)制為六路開關(guān)信號，從而控制三相逆變器的開通與關(guān)斷實現(xiàn)對電機的控制，如圖1所示。

圖1 矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

2 基于滑模觀測器的轉(zhuǎn)子位置和速度估算

通過構(gòu)建電流滑模觀測器來獲得電機的轉(zhuǎn)子磁鏈位置角θ，電流的實際值和估計值之差作為開關(guān)函數(shù)S，輸出變量z作為修正值反饋到滑模觀測器的輸入部分，目的使is與差值為零，滑模觀測器的輸入部分由電機在α，β坐標(biāo)系下的電流值和電壓值給出。

2.1 滑模控制觀測器

滑模電流觀測器由以電流觀測器為基礎(chǔ)的模型和Band－gang控制構(gòu)成。Band－gang控制由估計電流值和實際電機的電流值之間的差值來驅(qū)動，如圖2所示。

圖2 位置估算模塊

Band－gang控制系數(shù)z的目標(biāo)是使電流的估計誤差接近0。通過合適的選擇系數(shù)k和正確的估算反電動勢。在這里標(biāo)志 ～表示變量是估算的［5］。標(biāo)志*表示這個量可以獲得。

式(1)和式(2)離散化的公式:

2.2 估測的反電動勢

通過低通濾波和Band－gang控制以后，可以得到:

參數(shù)ω0=2πf0，這里f0是濾波器的截斷頻率，上式離散化后的公式:

估算的轉(zhuǎn)子磁鏈角度值和反電動勢的關(guān)系:

則電機的角度估算值和反電動勢之間的關(guān)系:

將上式代入轉(zhuǎn)速計算方程，即可得到轉(zhuǎn)速的估算值，得到電機的轉(zhuǎn)角再通過低通濾波和角度修正后得到最終的值。

3 控制系統(tǒng)的硬件設(shè)計

永磁同步電動機的無傳感器控制系統(tǒng)由TMS320F2812作為主控部分，選用IPM為主驅(qū)動模塊、電源電路部分、光電隔離電路部分、電流檢測和信號處理電路、保護電路構(gòu)成。

3.1 IPM電路與光電隔離部分

采用三菱公司的PM600CLA060的模塊做逆變器。IPM需要六組獨立的+15 V電源提供［6］。用DSP芯片輸出的六路PWM信號控制IPM的開關(guān)通斷，通過逆變橋?qū)⒅绷麟娹D(zhuǎn)化為三相定子繞組所需的交流電，IPM的驅(qū)動信號采用高速光電隔離芯片HCPL4504進行電平轉(zhuǎn)換和隔離，它的六相脈沖輸入由DSP的六相PWM經(jīng)過I/O口輸出提供。

3.2 采樣電路設(shè)計

在圖3中，將電機運行時的最大電流(250 A)轉(zhuǎn)換成DSP可以控制和計算的不大于3.3 V的電壓信號，通常三相電流之和為零，所以只需測量出其中的兩相。

圖3 電流轉(zhuǎn)換電路

考慮到減小干擾信號的影響，電流采樣處理過程如圖3所示。霍爾電流傳感器的輸出信號為－300mA～300mA的電流值，而DSP的A/D端能接受的輸入信號是0～3.3 V電壓值，所以需要采用變換電路將傳感器的輸出電流變換為滿足A/D輸入要求的電壓信號。直流母線電壓采樣如圖4所示。

圖4 電壓轉(zhuǎn)換電路

4 系統(tǒng)軟件設(shè)計

電機的調(diào)試控制系統(tǒng)采用TI的TMS320F2812作為主控，加上電流、電壓的計算和檢驗、轉(zhuǎn)子位置的估算、速度調(diào)節(jié)器、電流調(diào)節(jié)器、SVPWM輸出等功能模塊完成控制算法軟件的實現(xiàn)。

采用C語言編寫控制程序，軟件的計時和軟件的總體框圖如圖5所示。

圖5 軟件總體流程圖及計時時序

電動機控制的中斷子程序是利用事件管理器定時器的下溢中斷作為中斷源，時基是由一個PWM下溢中斷的等待環(huán)，當(dāng)定時器達到預(yù)設(shè)定時就會向CPU提出中斷請求，當(dāng)CPU響應(yīng)中斷時候，對永磁同步電動機控制的一系列程序就會執(zhí)行［7］。在此程序中采用以速度環(huán)為外環(huán)、電流環(huán)為內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，對電流和速度進行控制，其軟件流程圖如圖6所示。

圖6 軟件流程圖(TMS320F281X系列)

5 零速起動解決

當(dāng)電機處于零速或者低速時，這時真實的電流值很小，通過傳感器后得到的測量值嚴(yán)重失真，解決方法是向電機iq的PID模塊中IqRef通以一定頻率且足夠大的電流，這時電機會被大電流拖動著轉(zhuǎn)動再估算電機的轉(zhuǎn)角，可以實現(xiàn)電機的零速啟動。

零速啟動步驟如下:

如圖7和圖8所示，lsw是無傳感器控制系統(tǒng)的切換開關(guān)，但lsw取值為1時，電機開環(huán)控制，電機可以從任意時刻的任意位置零速起動;當(dāng)lsw為2時，電機運行于雙閉環(huán)調(diào)速控制系統(tǒng)，需要注意的是lsw取值為1并設(shè)定轉(zhuǎn)速，電機速度達到設(shè)定的速度后，運行平穩(wěn)后經(jīng)過適當(dāng)?shù)难訒r才可以切換到lsw為2，電機閉環(huán)控制。

圖7 電機起動原理圖

圖8 調(diào)速系統(tǒng)圖

6 試驗結(jié)果及分析

試驗機的參數(shù):定子相電阻0.195 684 Ω，轉(zhuǎn)動慣量0.704 905 kg·m2，極對數(shù)是12對極，額定轉(zhuǎn)矩160 N·m，額定轉(zhuǎn)速700 r/min，電機的三相電流的波形圖如圖9所示。

圖9 調(diào)速時電機的靜止三相電流

負載轉(zhuǎn)矩給定值100 N·m，在0.1 s時增加到160 N·m，圖10是永磁同步電動機在負載突變情況下的轉(zhuǎn)速和負載波形。

圖10 調(diào)整負載時電機的轉(zhuǎn)速和負載波形

圖11是估算轉(zhuǎn)角及其誤差值。從轉(zhuǎn)角波動圖可得到，系統(tǒng)不受負載轉(zhuǎn)矩波動的影響，在給定轉(zhuǎn)速下運行并伴有小幅振動，系統(tǒng)具有較強的魯棒性。由上面實驗結(jié)果可知，所設(shè)計的系統(tǒng)具有較好的速度響應(yīng)性能，且解決了零速起動問題，效果較理想。剛開始時，采用的是開環(huán)方式起動，此時不需要反饋值，假如此時折算的反電勢值不準(zhǔn)確，也不會影響到系統(tǒng)的運行，iq的PID控制模塊兩個輸入端口中的IqRef通以一定頻率且足夠大的電流，就能使電機運行，切換到無傳感器后，此時的反電動勢值已經(jīng)可以估算出。

圖11 估算轉(zhuǎn)角和估算角度誤差值

通過編寫軟件獲得電機的位置，滑模觀測器是由電流觀測器和基于電機估算電流值與真實值之間的誤差驅(qū)動的Band－gang控制構(gòu)成，電流觀測器式(1)和Band－gang控制式(2)，離散化后的式(3)、式(4)(離散的目的是方便編程)，Band－gang控制中z的目的是實現(xiàn)電流誤差值(電流的真實值與估測值)為0，通過合適的選擇系數(shù)k和正確的估算反電勢值來實現(xiàn)控制。而估算的反電勢值的獲得方式是由Band－gang控制中誤差值z和第一級低通濾波方式獲得如式(5)，最后得到估測反電勢值計算出轉(zhuǎn)角(式(8))。

在進行電流觀測時，需要用到反電勢估算值，而在這之前通過選擇正確的Band－gang控制和低通濾波方式獲得估算反電勢值。在實際控制中，剛開始通過開環(huán)方式起動，電機轉(zhuǎn)動，此時可以估算出反電動勢的值(式(5))，由于電流觀測時反電勢的值是確定的，并通過正確選擇Band－gang控制和第一級低通濾波方式，可以避免存在的反電勢誤差較大。

電機及控制器如圖12所示。

圖12 電機及控制器實物照片

本文針對永磁同步電動機設(shè)計了一套無傳感器控制系統(tǒng)，采用C語言完成了PMSM矢量控制算法的實現(xiàn)，利用TI公司的CCS軟件進行程序的編譯，通過仿真模型的結(jié)果分析，驗證了控制算法的先進性和對永磁同步電動機無傳感器控制的可行性。

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