電子直線加速器串聯諧振充電電源的設計與實現

楊京鶴，張立鋒，王國寶

(中國原子能科學研究院 核技術應用研究所，北京 102413)

用于電子直線加速器的高壓脈沖調制器一般使用工頻高壓電源結合de-Q電路，利用充電電感為脈沖形成網絡(PFN，又稱人工線)充電，使PFN獲得兩倍于高壓電源的電壓。這種傳統的脈沖調制器有結構簡明、設計簡單等優勢，但由于效率低、體積大等原因已不能滿足當今高效率、小型化的發展需求。依據線型脈沖調制器的基本原理，即人工線充放電產生高壓脈沖這一基本工作過程，使用LC串聯諧振充電技術對PFN充電有諸多優勢，在國外的大功率線型調制器應用中幾乎取代了de-Q電路[1]，是未來該類調制器的發展方向之一。

本工作基于串聯諧振充電技術的基本原理，設計并研制1臺脈沖調制器樣機，并對其性能進行測試。

1 串聯諧振充電技術

串聯諧振充電技術是一種集高頻技術和軟開關技術為一體的充電技術，有開關損耗低、電磁干擾小、效率高、體積小等優點，其恒流特性增強了電路的抗短路能力，非常適合用于電容器充電電源。

圖1示出LC串聯諧振充電技術原理圖。圖1中，US為直流電壓源，D1～D4為帶有續流二極管的開關管，充電脈沖變壓器T1原邊串接有諧振電感L和諧振電容C，副邊通過整流橋接入PFN電容。

圖1 LC串聯諧振充電技術原理圖

圖1所示電路工作時，開關管D1、D4為A組，開關動作和導通時間由觸發信號DS1控制；D2、D3為B組，由觸發信號DS2控制。觸發信號與諧振電流的時序關系示于圖2。1組開關管(如A組)導通時，US與T1原邊形成電氣回路。由于L和C的存在，使T1原邊電流(下稱諧振電流)存在正弦振蕩，振蕩周期TR由L和C決定。諧振電流經TR/2后經過零點，此時使開關管關斷。隨后因諧振電容儲有電荷，在開關管關斷后通過相應的續流二極管完成另外TR/2的諧振，完成諧振時電流又一次過零點，這時另1組(如B組)開關管導通。這樣A、B組依次導通，間隔時間為TR，可使開關管在開通和關斷時均處于零電流狀態，實現軟開關工作。

圖2 開關管觸發及諧振電流波形

根據計算[2]，每經過1個諧振周期，PFN上的電壓增量相等，表明該充電技術具有恒流充電特性。在充電過程中，由于PFN電壓不斷增加，令諧振回路的初始條件不斷變化，使開關管導通狀態下的諧振電流峰值(即導通電流峰值)不斷增加，而開關管關斷狀態下的諧振電流峰值(即續流電流峰值)不斷減小。當續流電流峰值減小至零時，恒流充電特性被破壞，隨后導通電流迅速減小，繼而停止充電。

圖3示出使用仿真軟件Saber[3]得到的仿真波形。仿真電路的參數設計如下：US=500 V，C=0.76 μF，L=20 μH，諧振頻率fR=40 kHz(TR=25 μs)，充電脈沖變壓器變比n1=52，人工線電容CPFN=84 nF。

圖3 諧振電流包絡及人工線電壓仿真波形

2 參數計算及選型

將本工作設計的充電電源對1組電容為84 nF的鏈型人工線充電，額定充電電壓為23 kV，重復頻率為0～250 Hz，可調，充電精度優于0.5%。

在確定充電電源的參數時考慮裕量，故設計電壓定為UPFN=26 kV。三相交流電全波整流后直流電壓約為US=500 V，故充電脈沖變壓器T1的變比為n1=UPFN/US=52。

充電重復頻率最高為250 Hz，故充電周期最小為T=4 ms，可取充電時間Tc=3 ms。從放電結束到充電開始設置500 μs的等待時間，以使氫閘流管完全消電離，避免充放電直通。

全橋變換器使用IGBT作為開關管，諧振頻率f0=40 kHz，每組IGBT的工作頻率為20 kHz。

PFN充電電流的平均值為Icav=ΔQ/Δt=CPFNUPFN/Tc=0.64 A。

充電脈沖變壓器初級電流的平均值為I1cav=29.44 A。

開關管的峰值電流為I1=92.48 A(按正弦波計算)。

諧振阻抗為ρ=US/I1=5.4 Ω。

實際使用時，開關管選擇1 200 V/200 A的IGBT，驅動電路使用驅動芯片2SD106，同時設計了過流復位和欠壓保護等保護電路。為提高諧振電容的電流承載能力，選擇14只0.22 μF的高頻電容，每7只電容并聯后再串聯，使用PCB板將其連接并固定，實測電容為0.76 μF。因諧振電感量需考慮充電脈沖變壓器T1的初級漏感，故在設計時直接將該變壓器初級漏感設計為20 μH，這樣可省去諧振電感元件。但為達到實驗目的，同時考慮到充電脈沖變壓器的一致性，也設計了諧振電感：使用兩塊E型鐵氧體磁芯，中間繞有漆包線。調節鐵氧體間的空隙可使電感量變化，便于調整諧振參數。

控制電路設計中，以PWM芯片TL494為核心，在外圍電路設置了時序延時、過壓保護、溫度保護和IGBT過流保護等，確保安全穩定運行。工作時對人工線電壓采樣，達到所需電壓后給出信號，停止充電，實現閉環控制。

3 測試結果

根據以上參數設計并制造了1臺脈沖調制器樣機，使用Tek DPO 2024數字示波器對樣機的諧振電流波形進行測量(圖4)，對諧振電流和諧振電流包絡線及人工線電壓進行了監測(圖5)。由圖4可見，IGBT實現了零電流開關，與LC諧振電路時序配合正確。由圖5可見，諧振電流及人工線電壓波形與仿真波形基本一致，符合LC串聯諧振充電特點。經計算，最終充電電壓滿足要求，穩定度好于0.5%。

圖4 諧振電流波形

4 提高穩定度的技術方案

在串聯諧振充電技術中，充電穩定度與諧振周期個數直接相關[4]：若諧振周期數為n，在恒流狀態下充電停止時的穩定度為1/n。而恒流充電狀態打破后，由于每個諧振周期內人工線的電壓增量減小，因此，恒流狀態打破后充電電壓達到額定值，有助于提高充電穩定度，但對充電電壓在一定范圍內可調的充電電源，這種提高穩定度的方法不適用。

對于充電電壓在一定范圍內可調的充電電源，可采用以下方案提高穩定度。

1) 在充電電壓接近額定電壓時，降低充電速度

通過取樣電壓反饋，在充電電壓接近額定電壓時，減小開關管的導通時間，從而降低充電速度，進而降低每個諧振周期內人工線上的電壓增量，可有效提高穩定度。這種方案設計簡單，實現方便，缺點是在充電速度降低后，開關管處于硬開關狀態，會產生一定的開關損耗，設計時需考慮。

2) 設計充電脈沖變壓器分布電容，產生串并聯諧振[5]

設計充電脈沖變壓器時，有分布電容和漏感等參數。漏感需計入諧振電感，分布電容達到一定值時會使串聯諧振變為串并聯諧振，令恒流充電產生畸變，將恒流充電分為充電速度先快后慢的兩部分(圖6)。這種畸變的優勢在于無需減小開關管的導通時間就可使后期的充電速度降低，提高充電穩定度的同時避免產生開關損耗。但也會產生相應的問題，如須增大諧振電容以減小特征阻抗，以此增大充電電流，彌補后期充電速度降低引起的充電功率不足的問題，這也使得諧振頻率有所降低。

圖6 利用分布電容的諧振電流和人工線電壓波形

5 結束語

脈沖調制器樣機在調試時分別測試了兩種改善穩定度的方式，實驗證明這兩種方式均可達到穩定度好于0.5%的指標。在功率不是很大、開關損耗可接受的條件下，由于減小導通時間的電路邏輯較易實現，故可采用減小導通時間的方案；若充電脈沖變壓器分布電容較大，可適當增大諧振電容，降低諧振頻率，保證充電穩定度。

實踐表明，該充電電源設計方案可行，工作安全穩定，運行參數滿足要求，可供相關領域的科研技術人員參考。

參考文獻：

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