基于加權網絡的3bit相位量化DRFM干擾信號特征分析與研究

李云鵬，仝 俊，崔 偉

（1.空軍航空大學，長春130022；2.空軍航空大學教官基地，蚌埠233040）

0 引 言

現代的新體制雷達普遍采用相參技術，并且從頻率、波形、調制方式以及信號處理等方面進行了抗干擾設計。這些新技術和措施的應用使得常規的單一干擾樣式難以實現有效干擾，而基于DRFM的干擾是對抗新體制雷達的一種有效方法。DRFM干擾技術［1－2］是一種現代電子戰的前沿技術，通過生成與被干擾雷達信號波形匹配的干擾信號達到干擾目的。文獻［3］～［7］對DRFM技術均作了相關研究，但這些研究均未分析干擾信號的波形特性，也未分析被干擾雷達對干擾信號的處理特性。本文主要對基于加權網絡的3bit相位量化DRFM干擾信號特性進行了分析。利用線性調頻（LFM）脈壓雷達模型的信號處理過程對DRFM干擾效果進行了討論和研究。

1 DRFM的量化方式

3bit相位量化DRFM最主要的量化方式是正交信號比較法。其基本原理是基于任意相移的信號都可以通過原信號的正交信號變換而產生。輸入射頻信號經正交下變頻后形成I、Q2路正交信號。2路正交信號再經相位量化器進行處理形成4路相位相差45°的方波信號，如圖1所示。分別表示為：

圖1 移相方波信號

相位量化器產生的4路方波相當于4位的數字信號，而用4位數字信號表示8個相位區間會有1位的冗余，因此只需要經編碼器進行重新編碼后產生3位的相位碼即可。

信號的重構過程與存儲過程相反。當需要重構信號時，將存儲器中存儲的數據讀出，經過并串轉換器（PISO）恢復串行數據，重構I、I＋Q、Q、Q－I 4路方波。加權相加網絡對重構的方波進行加權相加，產生2路階梯式正交模擬信號，然后經正交上變頻后相加即可得到輸出信號。加權相加網絡可以很好地還原出輸入信號的外包絡，因此，加權值的確定直接影響了產生干擾信號的特性。

為了便于實現，利用等均值離散的方法將時域信號進行模擬等分，利用合成信號來反推各路方波的權值。因此可以通過計算得出當DRFM為3bit相位量化時，其權值分別為a1＝2－2cos（π／4），a2＝2cos（π／4），a3＝ 2cos（π／4），a4＝ 2 －2cos（π／4）。這樣，就可以得到 3bit 相位量化DRFM時域波形表達式：

2 DRFM干擾信號頻譜特性［6］

由于DRFM干擾信號由相位量化產生，因此不可避免地產生寄生信號。寄生信號中影響最大的是諧波性寄生信號，一方面，它降低了干擾機的有效輻射功率；另一方面，它可能成為雷達發現和檢測目標的信標。由3bit相位量化輸出信號的波形可以看出f（t）的直流分量為0，周期為T，且為偶函數，則可以將f（t）展成以下面形式：

式中：an為f（t）的傅里葉級數的系數。

為了便于分析，可以把式（7）改寫成：

整理后可得：

將輸出波形中的各參數代入式（4），即可得：

當量化的比特數為m時，輸出信號的傅里葉級數為：

當m≥3時，對上式求和號中的2m－3項（即為中間項）單獨列出，并把第1項與第2m－2－l項合并，經整理后可得：

當m≥4時，采用與上面相似的方法，可以把上面的xn式進一步化簡成下面的形式：

可以將xn進一步簡化成：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，…。

將上式回代到通式an中可得：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，… 。

此時得到的an即為輸出信號的傅里葉級數化簡后的表達式。一次諧波為信號的固有頻率，而高次諧波是寄生信號。若令An＝ ［an／a1］表示相對基波信號的寄生信號幅度，則可得到：

式中：m為量化位數，m≥2。

若以dB為單位，則表示為：

式中：n＝1，2m±1，2×2m±1，3×2m±1，… 。

3 仿真與分析

（1）信號頻譜特性

對方波加權相加法產生的信號進行快速傅里葉變換后得到信號的頻譜。假設量化比特數m＝3，周期T＝0.2，采樣頻率Fs＝500；根據前面的分析可知，3bit相位量化輸出信號的頻譜將在n·2m處產生寄生信號，即F＝35，45，75，…處。從圖2中生成的頻譜可以看出，階梯信號的自身頻率為F＝5，是能量最高的信號。并且在F＝35，45，75，…等諧波處產生寄生信號，與計算得出的n·2m±1相同。

圖2 3bit相位量化信號頻譜圖

（2）DRFM干擾信號對PD雷達干擾效果分析

假設雷達主要工作參數如下：τ＝30μs，脈壓比D＝90，TPRI＝30kHz，S／R＝－15dB，雷達中頻為1MHz，目標相距雷達R＝20km，假設DRFM以最小時間延遲轉發干擾信號，雷達信號和干擾信號時域圖分別如圖3、4所示。比較圖3和圖4可以看出，DFRM量化產生的干擾信號在波形上與雷達脈沖信號十分相似，唯一的差別就是雷達回波和干擾信號的能量大小可能有所不同。對LFM雷達而言，從時域上無法區別干擾信號和回波信號。

圖3 雷達信號脈壓時域波形圖

對LFM雷達分別進行距離欺騙干擾和速度欺騙干擾，干擾效果如圖5、圖6所示。在上述條件下，S／R＝－3dB，從圖5時域波形來看，雷達可以清晰地對假目標進行檢測和分析，其中虛脈沖為假目標所在的位置，實脈沖是真實目標的位置。假設移動目標的速度為210m／s，假目標速度為300m／s，LFM雷達進行16次相干積累，雷達工作時TPRI＝32kHz。

圖6給出了動目標顯示（MTI）處理后的圖像。

圖4 DRFM干擾信號時域波形圖

圖5 距離欺騙干擾示意圖

圖6 MTI處理后信號圖

從圖6中可以看出，由于假目標也具備了速度信息，在進行MTI處理之后，真目標和假目標被同時檢測出來，雷達無法區分真假目標。在進行MTD處理后，在第7、10號濾波器的位置出現了較強的峰值，將其換算成速度，則v1＝210m／s，v2＝300m／s，分別與真假目標的速度一致。也就是說，PD雷達進行動目標檢測（MTD）處理以后，可成功檢測處理2個動目標的速度。而作為干擾方來說，此時速度欺騙干擾達到了干擾的目的，如圖7所示。

圖7 速度欺騙干擾示意圖

4 結束語

DRFM技術，通過生成與被干擾雷達信號波形匹配的干擾信號而達到干擾目的。本文主要對基于加權網絡的3bit相位量化DRFM干擾信號特性進行了分析，給出了加權網絡的加權值，利用仿真分析了3bit相位量化DRFM干擾信號的頻譜特性，對PD雷達模型的DRFM干擾效果進行了分析，對研究DRFM的干擾效果以及雷達的抗DRFM干擾都具有重要意義。

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［2］Greco M，Oini F，Farina A，et al.Effect of phase and range gatepull－off delay quantisation on jammer ignal［J］.IEEE Proceedings——Radar，Sonar and Navigation，2006，153（5）：454－459.

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