混合式降壓型PFC變流器的研究

趙思陽，張軍明 ，曾鵠龍

(浙江大學電氣工程學院，浙江杭州310027)

0 引 言

目前，越來越多的場合需要AC-DC 電力電子變流器來完成電能的轉換。為防止AC-DC 變流器的輸入電流諧波對電網造成的污染，世界上的許多國家和地區都對不同功率等級的AC-DC 變流器的輸入電流功率因數和諧波做出了限制性規定，如Energy Star［1］和IEC61000-3-2［2］等標準。因此，筆記本適配器、LED 驅動器等AC-DC 變流器中通常需要使用有源PFC 技術，使輸入電流滿足相關標準的要求。

目前，AC-DC 變流器中一般使用升壓型功率因數校正(Boost PFC)變流器作為前級來實現功率因數校正并輸出直流電壓，使用諧振變換器如LLC 拓撲作為后級DC-DC 變流器實現恒壓或恒流輸出。Boost PFC變流器得到如此廣泛的應用主要是因為其輸入電流功率因數高，諧波失真小。但同時，Boost PFC 變流器也存在著很多缺點:低輸入電壓時變換效率低、輸出電壓高不利于后級DC-DC 變流器的效率優化和EMI 共模噪聲大等。而降壓型功率因數校正(Buck PFC)變流器［3-7］恰好能夠彌補這些缺點，因此受到了越來越多的關注。

Buck PFC 變流器具有低輸入電壓時效率較高、輸出電壓低等優點，但也存在著輸入電流有死區等缺點，導致輸入電流功率因數差，最低交流輸入電壓下功率因數通常低于0．9，諧波失真也較為嚴重，難以滿足相關標準。

為保留Buck PFC 變流器的優點，同時彌補其缺點，本研究提出一種混合式降壓型PFC 變流器，在Buck PFC 變流器的基礎上增加一個輔助電路(Flyback拓撲)，彌補輸入電流存在的死區。相比于文獻［8-9］中提出的方案，該方案具有拓撲簡單、整體效率較高、控制方便、增加功率器件數目少等優點。本研究針對所提出的方案給出相應的控制策略和參數設計。

1 Buck PFC 變流器概述

Buck 變流器應用于功率因數校正場合時缺點明顯:Buck PFC 變流器只有在輸入電壓瞬時值高于輸出電壓時才能工作，其輸入電流波形存在死區。在低交流輸入電壓下，Buck PFC 變流器的輸入電流功率因數差，諧波失真嚴重。

通常，Buck PFC 變流器采用恒定導通時間控制策略［10］，即在輸入電壓和輸出功率不變時，MOSFET 在每個開關周期內的導通時間保持恒定。為減小MOSFET 開關損耗，避免續流二極管反向恢復等問題，中小功率等級的AC-DC 變流器包括Buck PFC 變流器一般工作于電感電流臨界連續導通模式，即通過檢測電感電流的過零點來決定MOSFET 的導通時刻。因此，MOSFET 的關斷時間為電感電流由峰值降至0 的時間。所以，在該控制策略中輸出電壓值是唯一可供設計者調整的變量，使得Buck PFC 變流器的輸入電流功率因數、諧波失真等參數的優化與變流器效率的優化存在矛盾。

文獻［11］提出了一種針對Buck PFC 變流器的改進型峰值電流模式控制策略，變流器也工作于電感電流臨界連續導通模式，采用Vin-kVo作為電感電流峰值基準，相比于恒定導通時間控制策略增加了設計上的靈活性，可在改善變流器總體效率的同時改善輸入電流功率因數和諧波失真情況，但輸入電流諧波仍無法通過IEC61000-3-2 Class C 標準。

2 混合式降壓型PFC 變流器概述

針對Buck PFC 變流器輸入電流功率因數差、諧波失真嚴重的缺點，本研究提出了一種混合式降壓型PFC 變流器。變流器由Buck PFC 變流器和Flyback 變流器并聯構成，如圖1 所示。為MOSFET 驅動方便，Buck PFC 變流器為浮地輸出形式。混合式降壓型PFC 變流器的工作模態如圖2 所示。當輸入電壓瞬時值Vin高于輸出電壓Vo時，控制信號Vs為高電平，Buck PFC 變流器工作，MOSFET S1保持開關動作;當輸入電壓瞬時值Vin低于輸出電壓Vo時，控制信號Vs為低電平，Flyback 變流器工作，MOSFET S2保持開關動作。因此，變流器的輸入電流不再存在死區，功率因數和諧波失真情況可得到顯著改善。在Buck PFC 變流器和Flyback 電路基礎上增加與MOSFET S1串聯的輔助二極管D2是為了防止S2導通時輸出電容被短路，拓撲結構如圖1 所示。

圖1 混合式降壓型PFC 變流器拓撲結構

圖2 混合式降壓型PFC 變流器模態示意圖

混合式降壓型PFC 變流器的控制框圖如圖3 所示。當電感電流下降至0 時，通過輔助繞組檢測產生過零信號，MOSFET 開通，給電感充電。當電感電流峰值達到設定值時，MOSFET 關斷，具體實現原理為:輸出電壓經采樣和反饋，得到誤差信號VEAO，由于控制環路穿越頻率遠低于工頻，所以VEAO在工頻周期內可認為是定值，VEAO作為乘法器的一個輸入，乘法器的另一個輸入為電感電流峰值基準的分壓值。Buck 模態電感電流峰值基準為Vin-kVo，Flyback 模態時電感電流峰值基準為Vin，如前所述，輸入電壓瞬時值Vin與輸出電壓Vo比較得到切換信號，即Vin高于Vo時，切換信號為高電平;Vin低于Vo時，切換信號為低電平。為防止兩模態切換時Vin上的噪聲對切換信號造成干擾，采用閾值比較器產生切換信號。切換信號控制多路選擇器，使得兩種工作模態時電感電流峰值基準為相應值。采樣電阻電壓與乘法器輸出進行比較，當采樣電阻電壓升高至乘法器輸出電壓時，MOSFET 關斷。

在該控制策略下，Buck PFC 模態和Flyback 模態的輸入電流峰值包絡線分別正比于Vin-kVo和Vin，兩模態輸入電流能夠銜接，實現了功率因數校正。

圖3 混合式降壓型PFC 變流器控制框圖

3 主要參數設計及計算

根據第2 節中對混合式降壓型PFC 變流器的闡述，可假設Buck 模態電感電流峰值為:

式中:θ—工頻角度，θ=ωlinet;kb—Buck PFC 的控制系數，決定Buck PFC 輸入電流波形;k—比例系數，由輸入、輸出功率守恒決定;Vac—輸入電壓有效值;Vo—輸出電壓。

Buck PFC 繞組與Flyback 繞組匝比取為1∶1，則Flyback 模態電感電流峰值為:

式中:kf—Flyback PFC 與Buck PFC 電感電流峰值分壓系數之比。從而可計算出兩模態輸入電流平均值分別為:

為在切換處保證兩模態輸入電流平均值相等，使得兩模態輸入電流能夠相互銜接，可以得到:

由式(5)可以求得:

在此基礎上，可以利用功率守恒計算參數k:

綜合考慮兩模態，可以得到輸入電流平均值和峰值的表達式:

根據輸入電流平均值表達式可計算得到混合式降壓型PFC 變流器不同輸入電壓下的輸入電流波形如圖4 所示。

圖4 混合式降壓型PFC 變流器輸入電流波形計算結果

在輸入電流計算基礎上，本研究對主要元器件取值進行設計。PFC 電感的取值主要由變流器開關頻率fs決定。由于變流器工作于臨界連續導通模式，故fs隨工頻角度θ 變化而變化。則工頻周期內，開關頻率fs與電感值Lm的關系為:

為保證最低開關頻率大于20 kHz，以避免產生音頻噪聲，并使得額定輸入電壓時開關頻率不過高，以避免產生開關次的EMI 噪聲，本研究選擇電感值為135 μH。兩繞組匝比取為1∶1，變壓器骨架選為PQ2625。

輸出電容Co的取值主要取決于輸出電壓紋波:

式中:ω—工頻角頻率，Vo_max—輸出電壓最大值，Vo_min—輸出電壓最小值，fac—工頻50 Hz，ΔVo_pp—輸出電壓紋波峰峰值。為保證輸出電壓紋波峰峰值占輸出電壓比例小于10%，本研究取輸出電容為兩只470 μF、100 V 耐壓電解電容并聯。

控制芯片選用ST 公司的峰值電流模式控制芯片L6562。MOSFET、二極管等功率器件的選擇主要考慮其電壓電流應力及損耗情況，具體如表1 所示。

4 實驗驗證

為了驗證所提出的混合式降壓型PFC 變流器方案，本研究設計制作了一臺樣機進行實驗驗證，交流輸入電壓范圍為90 V～264 V，輸出功率為150 W，輸出電壓為80 V。設計參數如表1 所示。

表1 樣機參數

110 V 和220 V 交流輸入電壓下的經整流的輸入電壓波形Vin、切換信號Vs、Buck 模態驅動信號Vgs_b、Flyback 模態驅動信號Vgs_f分別如圖5、圖6 所示。可以看到，Vin高于Vo時，切換信號Vs為高電平，Buck PFC 變流器工作;Vin瞬時值低于Vo時，切換信號Vs為低電平，Flyback 變流器工作，與理論分析一致。兩模態進行切換時，切換信號無抖動。

圖5 110 V 輸入電壓下典型波形

圖6 220 V 輸入電壓下典型波形

110 V 和220 V 交流輸入電壓下的輸入電流波形Iac分別如圖7、圖8 所示。可以看到，輸入電流波形無死區，兩模態輸入電流能夠相互銜接。兩模態切換時輸入電流有一定振蕩，主要是因為雖然通過前面的設計使切換處兩模態輸入電流平均值相等，但切換后的模態的輸入電流仍從0 開始上升，從而導致輸入電流在切換處存在振蕩。從下面的測試結果可以看出該振蕩對混合式降壓型PFC 變流器的輸入電流功率因數和諧波失真情況影響不大。

圖7 110 V 輸入電壓下輸入電流波形

圖8 220 V 輸入電壓下輸入電流波形

混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC 變流器的輸入電流功率因數測試結果比較如圖9 所示。可以看到，最低90 V 交流輸入電壓下，混合式降壓型PFC 變流器功率因數可達0．99 以上，相比于Buck PFC 變流器提高0．09 左右。而當輸入電壓變高時，二者的功率因數都會明顯下降，主要是由輸入端差模電容上的無功電流造成的。115 V 交流輸入電壓下混合式降壓型PFC 變流器和Buck PFC 變流器的輸入電流諧波測試結果對比如圖10 所示。可以看到，混合式降壓型PFC變流器的總諧波失真僅為8%，相比于Buck PFC 變流器降低20% 左右，以較大裕量通過了IEC61000-3-2 Class C 標準的要求。

圖9 混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC 變流器輸入電流功率因數測試結果比較

混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC 變流器的效率測試結果對比如圖11 所示。可以看到混合式降壓型PFC 變流器的效率隨輸入電壓升高而升高，這主要是由于低輸入電壓下輸入電流有效值大，變流器中的導通損耗較大。變流器最高效率達到96．1%，最低效率超過94%，相比于Buck PFC 變流器僅降低0．5%左右。因此，本研究提出的混合式降壓型PFC 變流器在顯著改善Buck PFC 輸入電流情況的同時，保持了其效率高、輸出電壓低等優點。

圖10 115 V 輸入電壓下混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC 變流器輸入電流諧波測試結果比較

圖11 混合式降壓型PFC 變流器與Buck PFC變流器效率測試結果比較

5 結束語

本研究提出了一種混合式降壓型PFC 變流器，并完成了其參數設計，進行了實驗驗證。樣機在傳統Buck PFC 變流器的基礎上增加了一個輔助電路，即Flyback 變流器，彌補了Buck PFC 變流器存在的輸入電流死區，顯著改善了其輸入電流功率因數和諧波失真情況，功率因數最高可達0．99 以上，輸入電流諧波情況可通過相關標準的要求，同時效率相比于Buck PFC 變流器僅下降0．5%左右。

本研究還存在不足之處，首先，混合式降壓型PFC變流器的輸入電流波形在兩模態切換時存在一定振蕩;其次，變流器的輸入電流功率因數在輸入電壓升高時下降明顯;最后，變流器的整體效率還偏低。后續研究中，將對控制參數和器件選型等進一步優化，以達到更好的實驗結果，使研究更具應用價值。

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［10］楊劍友．基于Buck 變流器的高效率功率因數校正技術研究［D］．杭州:浙江大學電氣工程學院，2011．

［11］曾鵠龍．90 W 超薄筆記本電腦適配器研究［D］． 杭州:浙江大學電氣工程學院，2013．