新穎的單相電壓型準Z源逆變器

黃瑞哲 陳道煉 許志龍

（福州大學電力電子與電力傳動研究所 福州 350116）

0 引言

逆變器電路結構通常可分為單級、兩級和多級電路結構，其中兩級或多級逆變器具有電路結構和控制系統復雜、變換效率偏低、成本偏高等缺陷，因而單級逆變系統成為新能源發電領域的一個研究熱點[1,2]。人們對電壓型逆變器和電流型逆變器的研究取得了顯著的成果[3-5]，然而它們存在一些固有的缺陷：①電壓型逆變器為降壓型逆變器，當直流母線電壓低于輸出交流電壓時，需要增加一級升壓變換器來實現電壓匹配，而電流型逆變器為升壓型逆變器，當直流母線電壓高于輸出交流電壓時，需要增加一級降壓變換器來實現電壓匹配；②電壓型逆變器同一橋臂的功率開關不能同時導通，以避免造成短路現象，而電流型逆變器上、下橋臂任意時刻都要保持一個開關導通，避免造成開路現象，抗電磁干擾能力較差，系統可靠性降低；③由于加入死區時間或換流重疊時間，輸出電壓和電流波形發生畸變，導致諧波含量增大。

文獻[6]首次提出了 Z 源逆變器新概念及其電路拓撲和理論。Z 源逆變器具有如下特點：①能夠實現單級升降壓功能；②橋臂可以直通或開路，電磁干擾引起的開關誤直通或開路現象不會損壞電路；③不需額外加入死區時間或換流重疊時間，輸出波形畸變小。然而，Z 源逆變器的許多不足也需要改進[7-9]：①電壓型Z 源逆變器輸入電流不連續且阻抗網絡中電容電壓應力較大；②電流型Z 源逆變器的電感必須承受較大的電流；③Z 源逆變器存在嚴重的啟動沖擊問題。準Z 源逆變器電路拓撲繼承了Z 源逆變器的所有優點，并且通過對阻抗網絡的改進獲得了一些新的特性[10-12]。如與電壓型Z 源逆變器相比，電壓型準Z 源逆變器的電容電壓應力更低，同時輸入側電感使得輸入電流連續且不存在啟動沖擊問題[13]；與電流型Z 源逆變器相比，電流型準Z 源逆變器的儲能電感電流更小。光伏、風力、燃料電池等新能源發電通常具有寬輸入電壓范圍的特點，要求逆變器具有適應寬輸入電壓變化的能 力[14,15]。準Z 源逆變器的電壓增益理論上可以達到零至無窮大，但實際中它的直流側升壓因子較小，通常適用于輸入電壓150V 以上場合，當輸入電壓低于該值時，為了得到期望的輸出電壓幅值，需要增大直通占空比D0。直通占空比D0和逆變器的調制系數M相互制約，從而需要減小調制系數M，導致的結果是：①逆變橋輸入側母線電壓和Z 網絡儲能電容電壓較高，逆變橋開關器件電壓應力和Z 網絡儲能電容電壓應力較大；②輸出電壓（電流）波形諧波含量增大。

本文提出和深入分析了一種新穎的適用于低輸入電壓場合的單相電壓型準Z 源逆變器及其控制策略，獲得了重要結論。這類逆變器在保留準Z 源逆變器電路拓撲優點的同時，提升了直流側的升壓因子，拓寬了輸入電壓的變化范圍，降低了功率開關和Z 源網絡儲能電容電壓應力。

1 電路拓撲與控制策略

1.1 電路拓撲

新穎的單相電壓型準Z 源逆變器電路拓撲如圖1所示。該電路拓撲是由大升壓比阻抗網絡、單相逆變橋和單相LC 濾波器構成，其中大升壓比阻抗網絡是由儲能電感L0和依序級聯的 2 個相同的DLCC 型二端口阻抗網絡單元串聯構成，每個DLCC型二端口阻抗網絡單元是由一個功率二極管、一個儲能電感和兩個儲能電容構成。通過增加DLCC 型二端口阻抗網絡單元數量，可將該電路拓撲推廣到多級結構。

圖1 新穎的單相電壓型準Z 源逆變器電路拓撲Fig.1 Circuit topology of the novel single phase voltage mode quasi-Z-source inverter

輸入直流電壓Ui在直通占空比D0和大升壓比阻抗網絡的作用下，被調制成高頻脈沖直流電壓u1，u1經單相逆變橋調制成單級性SPWM 電壓波u2，u2經單相LC 濾波器后在輸出側得到正弦交流電壓波uo。

1.2 控制策略

圖2 具有阻抗網絡儲能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時值反饋單極性SPWM 控制策略Fig.2 Single polarity SPWM control strategy with energy storage capacitor voltage feed forward control of impedance and feedback control of output voltage

新穎的單相電壓型準Z 源逆變器采用具有阻抗網絡儲能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時值反饋單極性SPWM 控制策略，如圖2所示。輸出電壓uo瞬時值反饋單極性SPWM 控制策略，用來調節逆變器的調制比M；而大升壓比阻抗網絡儲能電容電壓UC2前饋控制策略，用來調節逆變器的直通占空比D0。輸出電壓反饋信號uof與基準電壓ur比較、誤差放大后得到信號ue（表征正弦調制比信號M），儲能電容電壓反饋信號UC2f與儲能電容電壓基準信號UC2r比較、誤差放大后得到信號ud（表征直通占空比信號D0）；ue、ud及其反相信號分別與三角形載波uc交截并經適當的邏輯電路后輸出單相逆變橋功率開關S1、S2、S3和S4的控制信號。當輸入電壓Ui變化時，通過調節直通占空比信號D0來實現儲能電容電壓UC2的穩定；當輸出負載ZL發生變化時，通過調節正弦調制比信號M來實現輸出電壓uo的穩定。

2 穩態原理特性

2.1 高頻模態分析

所提出逆變器在一個高頻開關周期內具有5 個工作模態，輸出正半周儲能電感電流連續時一個高頻開關周期內的穩態原理波形和工作模態分別如 圖3和圖4所示。輸出負半周的工作情況與正半周類似，限于篇幅，這里僅分析輸出正半周的工作情況。定義開關函數Sn為

圖3 一個高頻開關周期內原理波形Fig.3 Principle waveforms during a high frequency switching period

圖4 輸出正半周一個開關周期內的工作模態Fig.4 Operation mode within one switching period of the output positive half cycle

（1）工作模態1[t0～t1,t4～t5]。開關管S1、S4導通，電路工作在有效矢量狀態。二極管VD1與VD2導通，電源與儲能電感一邊給儲能電容充電，一邊向交流側傳輸能量；母線電壓達到峰值，逆變橋輸出電壓等于母線電壓。

（2）工作模態2[t1～t2,t3～t4]。開關管S1、S2導通，電路工作在傳統零矢量狀態。輸出濾波電感電流iLf通過S1、S2續流，呈下降趨勢；二極管VD1與VD2導通，電源與儲能電感給儲能電容充電，但停止向交流側傳輸能量，母線電壓仍為峰值，逆變橋輸出電壓為零。

（3）工作模態3[t2～t3]。S1、S2、S3導通，S1、S3所在橋臂短路，電路工作在直通零矢量狀態。此時二極管VD1與VD2截止，承受的反壓，電源與儲能電容向儲能電感充電，母線電壓降為0，輸出濾波電感電流iLf仍通過S1、S2續流。

（4）工作模態4[t5～t6,t7～t8]。S3、S4導通，工作情況與工作模態2 類似，電路工作在傳統零矢量狀態，iLf通過S3、S4續流。

（5）工作模態5[t6～t7]。S1、S3、S4導通，工作情況與模態3 類似，電路工作在直通零矢量狀態，iLf通過S3、S4續流。

2.2 電壓傳輸比推導

所提出的逆變器每個儲能電感在一個高頻開關周期內充磁和去磁各兩次，儲能電感在橋臂直通期間D0TS的充磁等效電路和橋臂非直通期間(1-D0)TS的去磁等效電路如圖5所示。其中，逆變橋交流負載用等效電流源i1表示。

圖5 儲能電感在一個高頻開關周期內等效電路Fig.5 The equivalent circuits of the energy storage inductance during a high frequency switching period

設儲能電容端電壓在一個高頻開關周期TS內恒定不變，用表示；輸入直流電源電流ii用儲能電感L0的電流iL0表示。由圖5a所示橋臂直通期間D0TS充磁等效電路可得

由圖5b 所示橋臂非直通期間(1-D0)TS去磁等效電路可得

設單相逆變橋直流側的電壓幅值為U1，可得補充方程

根據狀態空間平均法，將式（1）×D0+式（2）×，聯合式（4）得大升壓比阻抗網絡儲能電容電壓值UC1、UC2和為

單相逆變橋直流側的電壓幅值U1為

設單相逆變橋的調制系數為M(0＜M≤1-D0），則所提出逆變器的電壓傳輸比為

設G為所提出逆變器的電壓增益，則有

設最大直通占空比D0max=1-M，則有

設US為單相逆變橋開關管電壓應力，則單相逆變橋開關管電壓應力與電壓增益G關系為

由式（10）～式（12），可得

所提出逆變器與傳統電壓型準Z 源逆變器比較如圖6所示。

圖6 兩種準Z 源逆變器的比較Fig.6 Comparison of the two kinds of quasi-Z inverters

由圖6a 可知，隨著直通占空比D0增大，大升壓比準Z 源阻抗網絡升壓能力顯著增強，當D0=0.3時，傳統的準Z 源阻抗網絡的升壓因子B只有2.5，而大升壓阻抗網絡則高達10。由圖10b 可知，當電壓增益G相同且大于1時，所提出逆變器功率開關的電壓應力小于傳統電壓型準Z 源逆變器，而且G越大，優勢越明顯；當功率開關電壓等級相同時，所提出逆變器的電壓增益要比傳統的準Z 源逆變器大。

所提出逆變器的電壓增益G、調制系數M與直通占空比D0關系如圖7所示。由圖7可知，隨著M與D0增大，電壓增益G迅速增大，并且只要較小的D0就可以得到較大的G。因此，所提出的逆變器更適合于光伏電池、燃料電池等輸入電壓較低或波動范圍較大的應用場合。

圖7 逆變器電壓增益G與調制系數M和 直通占空比D0關系Fig.7 Relationship voltage gain of the inverterGwith modulation indexMand shooting-through duty ratioD0

3 關鍵電路參數設計

3.1 大升壓比阻抗網絡儲能電感設計

大升壓比阻抗網絡儲能電感的設計，要兼顧高頻電流紋波的抑制、避免發生諧振、確保儲能電感電流連續三個方面。

3.1.1 基于抑制高頻電流紋波的電感取值

儲能電感電流在一個高頻開關周期的穩態波形如圖8所示。

圖8 儲能電感電流穩態波形Fig.8 Steady state waveforms of energy storage inductor current

儲能電感在直通狀態下有

在直通期間，電感電流的變化量為

若給定紋波系數c，令

取L0=L1=L2=L，那么由式（14）～式（16）可以得到

3.1.2 避免發生諧振的電感取值

如果儲能電感和儲能電容取值不當，阻抗網絡將會出現諧振。在電容取值確定后，為了避免諧振的發生，電感的取值應使阻抗網絡的諧振頻率fr小于逆變器的開關頻率fs，即

由式（18）可以得到

3.1.3 保持儲能電感電流連續的電感取值

逆變器工作在非直通狀態時，可能會出現二極管電流斷續和直流母線電壓畸變現象。下面探討如何通過合理的電感取值來避免這一現象的發生。

在橋臂非直通狀態下，二極管VD1及VD2的電流為

為了避免二極管電流斷續，應滿足

式中，i1max為非直通時母線電流最大值；Io為輸出電流有效值。又

由式（21）和式（22）可得

電感電流平均值為

由式（21）～式（24）可得

整理得

綜上所述，儲能電感取值應滿足

3.2 大升壓比阻抗網絡儲能電容設計

3.2.1 基于抑制高頻紋波電容取值

一個高頻開關周期中有兩個直通區間，每個區間采用圖2所示控制策略，直通時間為

設儲能電感取值足夠大，各電感電流在一個高頻開關周期內可近似認為恒定，即

直通時，各電容電流為

直通區間內，電容電壓的變化量

給定紋波系數a，則

綜合式（30）～式（32）可得

設計中取各電容值相等，則電容取值應滿足

3.2.2 基于二次諧波考慮的電容取值

一個高頻開關周期內，各電容電流的平均值可以表示為

設輸出交流電壓、電流峰值分別Um和Im，所提出的逆變器非直通時母線電流為

由式（35）和式（36）可得

對式（37）積分可以求得各個電容電壓二次諧波的幅值為

設允許的二次諧波紋波系數為b，則有

則電容C的取值應滿足

由于抑制二次諧波的電容量比抑制高頻紋波的大，故電容值滿足式（40）即滿足式（34）。

3.3 功率開關的電壓和電流應力

逆變橋四個功率開關的電壓應力為

若直通時為S1、S3同時導通，則第k個高頻開關周期流過S1、S3的瞬時電流為

iS1(t)=iS3(t)=

第k個高頻開關周期S1、S3的電流平均值為

第k個高頻開關周期S1、S3的電流有效值為

S2、S4的電流為濾波電感電流，故其第k個高頻開關周期的電流平均值為

電流有效值為

4 原理實驗

設計實例：輸入直流電壓Ui=90～110V，輸出交流電壓Uo=220V/50Hz，額定容量S=1 000V·A，開關頻率fs=50kHz，大升壓比阻抗網絡儲能電感L1=L2=L3=1mH，每個儲能電感采用2 個型號為NPF250060ˉ18C 的磁心疊用且N=78 匝，儲能電容，濾波電感Lf=1.2mH，濾波電容Cf=1μF，功率開關S1、S2、S3、S4選用IXGH48ˉ N60C3D1 IGBT 器件，阻斷二極管VD1、VD2選用DESI30ˉ60A 超快恢復二極管。

所提出的逆變器在輸入電壓100V、額定阻性負載時實驗波形，圖9所示。圖9a 為逆變器輸出正半周時功率開關S1、S2、S3、S4的驅動信號，直通信號D0被合成到左橋臂上、下功率開關S1、S3的驅動信號中；圖9b 為功率開關S14的驅動信號和集射電壓，由于設置了緩沖電路，各開關管的集射電壓尖峰得到較好的抑制；圖9c 為逆變橋輸入側直流母線電壓u1波形，u1為零對應逆變橋橋臂直通D0TS、儲能電感儲能和輸出濾波電感續流期間，u1不為零對應逆變橋橋臂非直通(1-D0)TS、儲能電感向儲能電容和負載傳輸能量期間；圖9d 為大升壓比阻抗網絡二極管VD1波形，在逆變橋橋臂直通D0Ts期間，二極管反偏截止；圖9e 為輸入電壓Ui、電容電壓UC1和UC2波形，儲能電容取值較大時電容電壓UC1、UC2波形中疊加了一個較小的兩倍輸出頻率的交流分量，UC2=360V、UC1=130V時直通占空比D0=0.265，式（8）計算得到的理想值u1=488V，由于內阻影響u1實測值為475V；圖9f 為逆變器輸出電壓uo和輸出電流io波形，由于開關信號無需設置死區時間，uo和io波形諧波含量減少，波形質量較好。這種逆變器在額定阻性負載時的變換效率為91.6%，THD 為1.7%。實驗結果證實了所提出的電路拓撲與控制策略的正確性。

圖9 所提出逆變器在輸入電壓100V、額定阻性負載時實驗波形Fig.9 Experimental waveforms of the proposed inverter underUi=100V and normalized resistive load

5 結論

（1）新穎的單相電壓型準Z 源逆變器電路拓撲是由大升壓比阻抗網絡、單相逆變橋和單相LC 濾波器依序級聯構成，其中大升壓比阻抗網絡是由儲能電感L0和依序級聯的兩個相同的DLCC 型二端口阻抗網絡單元串聯構成。

（2）新穎的單相電壓型準Z 源逆變器，采用具有大升壓比阻抗網絡儲能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時值反饋單極性SPWM 控制策略。

（3）深入分析了所提出逆變器在一個高頻開關周期內5 種基本工作模態及其等效電路，推導出了 電壓傳輸比。

（4）給出了大升壓比阻抗網絡儲能電感、儲能電容、功率開關電壓應力等關鍵電路參數的設計準則，儲能電感設計需要兼顧抑制高頻電流紋波、避免發生諧振、確保儲能電感電流連續三個方面，儲能電容設計需要兼顧抑制高頻紋波和抑制二次諧波兩個方面。

（5）實驗驗證了所提出電路拓撲、控制策略和理論分析的正確性，這類逆變器在低輸入電壓或輸入電壓波動范圍大的光伏、風力和燃料電池等新能源發電領域具有重要的應用前景。

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