高電位工作電壓源換流器供電電源設計

喬爾敏 蔡 博 趙國亮

（國家電網(wǎng)智能電網(wǎng)研究院 北京 100192）

1 引言

近年來，電力電子技術的快速發(fā)展，使得基于全控器件的電壓源換流器（Voltage Source Converter，VSC）在電力系統(tǒng)輸配電領域應用成為可能。首先是隨著全控型大容量高壓 IGBT器件的出現(xiàn)，ABB在1999年就投運了基于壓接式IGBT串聯(lián)的兩電平柔性直流輸電工程，迄今為止已經(jīng)有 10多個柔性直流輸電工程在運行[1,2]；其次是模塊化多電平（Modular Multilevel Converter,MMC）拓撲的提出[3]，使模塊型IGBT在高電壓領域應用成為可能。圖1為MMC拓撲的結(jié)構及其子模塊示意圖。與基于 IGBT串聯(lián)的兩電平換流器相比較，模塊化多電平換流器具有低諧波、低高頻噪聲和低開關損耗等優(yōu)點，從而迅速得到了國內(nèi)外公司的重視。在電壓源換流器直流輸電（Voltage Source Converter Based HVDC，VSC-HVDC）領域，西門子公司和中國電力科學研究院在2010年都投運了基于MMC拓撲的柔性直流輸電系統(tǒng)[2]。

圖1 模塊化多電平及其子模塊結(jié)構Fig.1 Basic structure of MMC and its submodules

第三種就是級聯(lián)多電平（Cascaded Multilevel Converter，CMC）拓撲，如圖 2所示。CMC拓撲最早在高壓變頻器領域獲得成功應用，之后又以靜止無功補償器（Static Synchrounous Compensator,STATCOM）型式在輸電領域獲得了成功應用。英國國家電網(wǎng)公司投運了第一臺基于 CMC的 75Mvar STATCOM[4]，由于該裝置，不需要采用笨重昂貴的隔離變壓器，可以大幅減少裝置的體積和重量獲得了關注。

圖2 具有獨立直流電源的級聯(lián)多電平換流器Fig.2 CMC with separated DC sources

基于 MMC或 CMC拓撲的換流器在電力系統(tǒng)可靠應用的一個關鍵技術難題是工作在高電位的VSC子單元控制器可靠供電問題。從圖1和圖2中可以看出，圖1中的正負兩極間為直流高電壓，圖2中 AN兩端為交流高電壓。靠近正極性端或者 A端的電壓源換流器無疑其電位比遠離其的子模塊或單元電位高很多，這種不同子模塊所處電位的差異使得高電位應用的 VSC控制單元供電必須特殊設計。

2 高電位電壓源換流器供電需求分析

工作在高電位的大功率電力電子器件，需要外部供電電源給其控制驅(qū)動單元提供驅(qū)動功率以觸發(fā)器件動作。主要有兩種供電方式；一種是從地電位，將能量送到處于高電位的換流器（簡稱為送能）；一種是從高電位直接獲取能量（簡稱為取能），供給高電位控制器。送能供電方式通常需要采用絕緣變壓器來實現(xiàn)地電位和高電壓電位的絕緣，體積和重量比較大，并且很難實現(xiàn)可靠的絕緣設計,在高壓電力系統(tǒng)應用這個問題更是明顯。此外，送能供電方式會導致電力電子裝置系統(tǒng)的價格升高，可靠性降低，因此在輸配電系統(tǒng)應用中通常不采用該方式。取能供電方式由于不采用隔離變壓器，就地獲取能量，因此獲得了廣泛應用。但是，現(xiàn)有的取能方式都是通過電力電子器件吸收回路來實現(xiàn)[5,6]，如圖3所示。

圖3 反并聯(lián)晶閘管對自取能供電方式Fig.3 A self-powered gate driver for an anti-parallel thyristor pair

吸收回路取能方式主要存在以下缺點，供電功率小，需要大的儲能電容，體積大不利于緊湊化設計，更為重要的是基于全控器件的電壓源換流器目前多采用很小的吸收回路甚至無吸收回路設計，來提高裝置的功率密度，此時吸收回路取能方式將無法實現(xiàn)。與晶閘管驅(qū)動供電不同，VSC換流器通常需要有控制系統(tǒng)如脈寬調(diào)制發(fā)生、信號測量系統(tǒng)如直流電壓采集、保護系統(tǒng)和電力電子器件驅(qū)動系統(tǒng)，需要的供電功率遠大于晶閘管驅(qū)動需要的功率。

由圖1和圖2可見，VSC換流器子模塊本身存在直流支撐電容，存儲有直流能量，因此，一種可行的解決方案是從 VSC的直流電容獲取控制單元供電。

通常，VSC供電需要滿足以下基本要求：

（1）輸入輸出高隔離強度。

（2）IGBT器件結(jié)電容的存在，使IGBT在上電過程中容易誤觸發(fā)，因此子模塊單元越早獲得供電越好。

（3）VSC換流器的體積和重量與支撐電容的大小密切相關，為了減少體積和重量，降低成本，VSC電容通常不會選取很大，為了滿足快速響應要求，VSC換流器直流取能電源應具備較寬輸入電壓范圍。

（4）取能電源做為VSC單元的核心部件，應具有冗余能力。

簡而言之，VSC換流器取能電源要求高隔離強度、寬范圍高壓供電及一定的功率冗余。

3 基于雙管反激的VSC高位取能電源設計

由前面的介紹可以知道，VSC高位取能電源的主要特點是輸入電壓范圍寬，最高輸入電壓通常大于最低輸入電壓的3倍；輸入電壓高，通常不低于1 000V；功率需求低于100W。

目前，隔離型DC-DC拓撲主要有：單端反激、雙端反激、半橋兩電平、全橋兩電平和半橋三電平等。下表對常用拓撲進行了比較。

表 常用隔離DC-DC拓撲比較Tab. Comparison of isolated DC-DC topology

從上表可以看出，在高輸入電壓下，首先應該考慮降低開關管承受的電壓應力，此時半橋三電平拓撲是最優(yōu)選擇，但是半橋三電平拓撲控制復雜、輸入電壓范圍較窄，不能滿足要求；雙管反激具有開關管承受電壓較低、允許輸入電壓范圍較寬、控制簡單、電磁兼容性能好[8,9]等優(yōu)點，而得以采用。

國內(nèi)，將用于配電系統(tǒng)的 STATCOM，簡稱為D-STATCOM。下面以D-STATCOM VSC子單元用供電電源為例進行設計。

3.1 雙管反激變換器設計參數(shù)

設計的取能電源，具體參數(shù)如下[6,7]：

輸入電壓：Ui=(400～1300)V

輸出電壓：Uo=24V

額定功率：P=100W

開關頻率：f=50kHz

最大占空比：Dmax=0.45

磁通密度：B=0.25T

效率：η=0.8

電流密度：J=400A/cm2

銅窗口系數(shù)：Ku=0.2

二極管的管壓降取1V

計算可得:

匝數(shù)：n=13

原邊匝數(shù)：Np=96.95，取97匝

副邊匝數(shù)：Ns=7.46，取8匝

氣隙：lg=0.57mm。

3.2 雙管反激DC-DC仿真及試驗結(jié)果

按照上述參數(shù)搭建仿真模型如圖4所示。大多數(shù)電力電子仿真軟件，并沒有反激變壓器模型，從而導致反激拓撲的仿真難以實現(xiàn)。

本文在仿真過程中并沒有用到反激變壓器同名端的設置，而是根據(jù)雙管反激變換器的工作原理，對器件在拓撲中的位置進行微調(diào)來實現(xiàn)，如圖4所示，用理想變壓器實現(xiàn)了反激拓撲的仿真。

圖4 仿真及試驗電路Fig.4 Simulation and experimental cricuit

開關管Q1、Q2兩端電壓和輸出電壓仿真波形如圖5、圖6所示。

圖5 開關管兩端電壓波形Fig.5 Both ends of switch tube voltage waveform

圖6 輸出電壓波形Fig.6 Waveform of output voltage

3.3 試驗結(jié)果

實驗回路如圖4所示，其中，變壓器一次電感3 040μH，二次電感 18μH，負載R=5Ω，輸入電壓1 300V，輸出電壓24.5V，功率100W，長時間帶載考核（4h），環(huán)境溫度25℃，反激變壓器溫升55℃。Q1和Q2兩管端電壓和輸出電壓波形如圖 7和圖 8所示。

圖7 開關管兩端電壓波形Fig.7 Both ends of switch tube voltage waveform

圖8 輸出電壓波形Fig.8 Waveform of output voltage

從圖7中可以看出，上、下管波形幾乎重疊，即上下管承受的電壓應力接近一致，證明了設計DC-DC的合理性。

4 結(jié)論

基于模塊化多電平和級聯(lián)多電平 VSC在電力系統(tǒng)應用的的一個核心問題是處于不同電位的VSC子模塊控制單元的可靠供電。由于 VSC子模塊控制單元所需的供電功率源遠高于晶閘管開關對，所以基于吸收回路取能的方式并不適用于VSC子模塊供電。高電位VSC換流器較為合理的供電方式是從VSC子單元直流母線獲取。通過比較四種不同的隔離 DC-DC拓撲，指出基于雙管反激的DC-DC是一種相對合理的取能方式；最后設計了一臺100W DC-DC，并給出了仿真結(jié)果和試驗波形。仿真結(jié)果和試驗波形及采用該 DC-DC的DSTATCOM 裝置在現(xiàn)場的穩(wěn)定運行都證明了所提方案的合理性。

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