具有寬負(fù)載范圍和低電壓應(yīng)力的三態(tài)反激PFC變換器

張 斐 許建平 閻鐵生 董 政

（西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 610031）

1 引言

為了減小電力電子裝置對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，滿足相應(yīng)的國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)（如 IEC1000—3—2），要求計(jì)算機(jī)電源、通信電源等開關(guān)電源設(shè)備具有功率因數(shù)校正（Power Factor Correction,PFC）功能[1,2]，通常利用級(jí)聯(lián)的PFC變換器和DC-DC變換器來實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源設(shè)備對(duì) PFC功能和直流輸出電壓的要求。Boost變換器因具有良好的穩(wěn)態(tài)性能等優(yōu)點(diǎn)，是PFC變換器的首選拓?fù)鋄3]。但 Boost PFC變換器工作于電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式（Continuous Conduction Mode,CCM）時(shí)，具有較差的負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力[4]，且負(fù)載較輕時(shí)輸入電流在輸入電壓過零點(diǎn)附近嚴(yán)重失真并降低了功率因數(shù)（Power Factor,PF）[5]；而Boost PFC變換器工作于電感電流不連續(xù)導(dǎo)電模式（Discontinuous Conduction Mode,DCM）時(shí)輸入電流自動(dòng)跟蹤輸入電壓波形，即具有天然的PFC功能，但由于開關(guān)管電流應(yīng)力的限制使其僅能用于小功率場(chǎng)合[6]。

為了降低開關(guān)電源的成本，減小開關(guān)電源的體積和重量，具有PFC功能和良好直流輸出電壓穩(wěn)態(tài)特性的單級(jí)PFC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)逐漸引起了人們的關(guān)注[7-10]。但是單級(jí)PFC變換器存在功率開關(guān)管的電壓電流應(yīng)力大、中間儲(chǔ)能電容電壓波動(dòng)大、輸出電壓含有大量低頻紋波等缺點(diǎn)，限制了單級(jí)PFC變換器的應(yīng)用并局限于小功率場(chǎng)合[10]。

雖然工作于CCM的Boost和Buck-Boost等PFC變換器具有良好的PFC功能，但存在較大的輸出電壓工頻紋波，需在其后面級(jí)聯(lián) DC-DC變換器來獲得低輸出電壓工頻紋波；與 CCM工作模式不同的是，工作于DCM的Boost和Flyback等PFC變換器具有天然的PFC功能，且結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低，非常適合于小功率場(chǎng)合，但是由于開關(guān)管電流應(yīng)力的限制使其無法應(yīng)用于中大功率場(chǎng)合。而恒定開關(guān)頻率的開關(guān)變換器除了可以工作于CCM和DCM外，還可工作于三態(tài)偽連續(xù)導(dǎo)電模式（Pseudo Continuous Conduction Mode，PCCM）[11,12]。文獻(xiàn)[12]指出，與DCM變換器相比，三態(tài)PCCM變換器極大地提高了變換器的帶載能力，且具有優(yōu)于CCM和DCM變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。因此，文獻(xiàn)[13,14]提出并研究了 PCCM Boost PFC變換器與兩開關(guān) PCCM Buck-Boost PFC變換器，但這兩種變換器均是非隔離型的，無法應(yīng)用于輸入輸出電壓需要隔離的場(chǎng)合。

基于PCCM的優(yōu)點(diǎn)，本文提出了工作于PCCM的三態(tài)反激PFC變換器，分析了其電路工作模態(tài)和穩(wěn)態(tài)特性，并設(shè)計(jì)了其控制策略。通過續(xù)流功率開關(guān)管和二極管，使反激PFC變換器工作于PCCM模式，可有效地降低傳統(tǒng)DCM反激PFC變換器開關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力，并拓寬了DCM反激PFC變換器的帶載能力。最后，通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該變換器的優(yōu)越性。

2 三態(tài)反激PFC變換器

三態(tài)PCCM PFC變換器利用續(xù)流功率開關(guān)管為電感電流提供續(xù)流路徑，使電感電流在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)存在三個(gè)工作狀態(tài)，進(jìn)而獲得較快的負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和優(yōu)于DCM PFC變換器的帶載能力[13,14]。因此，為了提高傳統(tǒng)DCM反激PFC變換器的帶載能力，本文提出了如圖1所示的三態(tài)反激PFC變換器，由二極管整流橋、反激變壓器FT、功率開關(guān)管S1、輸出二極管 VD1、輸出電容C、續(xù)流功率開關(guān)管S2和續(xù)流二極管VD2組成。

圖1 三態(tài)反激PFC變換器Fig.1 Tri-state flyback PFC converter

雖然拓?fù)湟缓屯負(fù)涠膶?shí)現(xiàn)方式不一樣，但其工作原理類似，均利用續(xù)流功率開關(guān)管S2和續(xù)流二極管VD2為反激PFC變換器的變壓器一次繞組電流提供續(xù)流通路，使反激 PFC變換器工作于三態(tài)PCCM。由于拓?fù)湟恢欣m(xù)流功率開關(guān)管S2僅在一次繞組續(xù)流階段內(nèi)導(dǎo)通，而拓?fù)涠欣m(xù)流功率開關(guān)管S2在變壓器一次繞組充電階段與變壓器一次繞組續(xù)流階段的兩個(gè)階段內(nèi)均需要導(dǎo)通。因此，與拓?fù)涠啾?，拓?fù)湟痪哂懈偷墓β书_關(guān)管導(dǎo)通損耗和更高的效率[15]。但是，拓?fù)涠欣m(xù)流功率開關(guān)管 S2與功率開關(guān)管S1形成半橋臂結(jié)構(gòu)，可簡(jiǎn)化其驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)，并可降低功率開關(guān)管S1所承受的電壓應(yīng)力。因此，本文以拓?fù)涠槔龑?duì)三態(tài)反激PFC變換器進(jìn)行分析。

如圖1拓?fù)涠镜娜龖B(tài)反激PFC變換器工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)存在如圖2所示的三個(gè)工作模態(tài)：一次繞組充電模態(tài)（DAT）、二次繞組放電模態(tài)（DBT）和一次繞組續(xù)流模態(tài)（DCT），其主要工作波形如圖3所示。在一次繞組充電模態(tài)和二次繞組放電模態(tài)，三態(tài)反激PFC變換器的工作原理與傳統(tǒng)反激PFC變換器一樣，開關(guān)管S1和S2同時(shí)導(dǎo)通時(shí)輸入電源向反激變壓器 FT的一次勵(lì)磁電感Lm儲(chǔ)存能量；開關(guān)管S1和S2同時(shí)關(guān)斷時(shí)反激變壓器FT的一次勵(lì)磁電感Lm向負(fù)載釋放能量。當(dāng)開關(guān)管 S1關(guān)斷、開關(guān)管 S2導(dǎo)通時(shí)，由于電流優(yōu)先選擇低阻抗回路流動(dòng)，因此變壓器能量由二次繞組回到一次繞組，輸出二極管VD1關(guān)斷，反激變壓器FT的一次電流i1通過續(xù)流功率開關(guān)管S2和續(xù)流二極管VD2在反激變壓器 FT的一次繞組形成環(huán)流，得到一次繞組續(xù)流模態(tài)，使反激PFC變換器工作于三態(tài)PCCM。

圖2 三態(tài)反激PFC變換器工作模態(tài)Fig.2 Operation mode of tri-state flyback PFC converter

由圖3可得

式中，DAT、DBT和DCT分別為變換器在三個(gè)模態(tài)內(nèi)的工作時(shí)間；DS1為開關(guān)管S1的穩(wěn)態(tài)占空比；DS2為開關(guān)管S2的穩(wěn)態(tài)占空比；T為開關(guān)周期。

由式（2）和式（3）可知，為保證三態(tài)反激PFC變換器工作于PCCM模式，要求DS2＞DS1，即DC＞0。因此，在控制器設(shè)計(jì)時(shí)需設(shè)計(jì)邏輯保護(hù)電路以確保三態(tài)反激PFC變換器在啟動(dòng)、瞬態(tài)與穩(wěn)態(tài)情況下均穩(wěn)定地工作于PCCM模式。

圖3 三態(tài)反激PFC變換器主要波形Fig.3 Main waveform of tri-state flyback PFC converter

3 三態(tài)反激PFC變換器特性分析

在本文中，為了簡(jiǎn)化分析，假設(shè)：①所有的開關(guān)管、二極管、電感和電容均為理想元件；②開關(guān)變換器的開關(guān)頻率為f，開關(guān)周期為T=1/f，開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于交流輸入電壓頻率fline；③在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓vin與輸出電壓vo保持不變。

3.1 直流穩(wěn)態(tài)特性分析

在圖1b中，假設(shè)三態(tài)反激PFC變換器的直流輸出電壓vo(t)穩(wěn)定在Vo，整流后的電網(wǎng)輸入電壓vin(t)為

式中，VM為輸入電壓幅值；ω為輸入電壓角頻率。

由圖2和圖3可得一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，反激變壓器FT的一次勵(lì)磁電感Lm兩端電壓瞬時(shí)值vLm(t)為

利用時(shí)間平均等效分析方法[14]，可得電感電壓的時(shí)間平均等效表達(dá)式為

簡(jiǎn)化整理可得

式中，Vin和Vo分別為輸入電壓和輸出電壓的時(shí)間平均等效值。

當(dāng)變換器工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，電感電壓的時(shí)間平均等效值VLm(t)為零，即

將上式代入式（7）并聯(lián)立式（2）和式（3）可得三態(tài)反激PCCM PFC變換器的直流穩(wěn)態(tài)特性為

3.2 輸入電流分析

由圖2和圖3可得在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流入三態(tài)反激PFC變換器的輸入電流iin(t)為

式中，iref為三態(tài)反激PFC變換器一次繞組續(xù)流時(shí)的參考電流。則輸入電流的時(shí)間平均等效表達(dá)式為

式中，Iin和Iref分別為輸入電流和參考電流的時(shí)間平均等效值。

由于Lm為常數(shù)，Vin按正弦規(guī)律變化。因此，由式（11）可知，若穩(wěn)態(tài)時(shí)DA保持不變，且Iref按正弦規(guī)律變化，即Iref=kVin（k為比例系數(shù)），則輸入電流Iin跟蹤輸入電壓Vin的波形與相位，實(shí)現(xiàn)單位 PF。

3.3 控制器設(shè)計(jì)

由以上分析可知，為了保證三態(tài)反激PFC變換器實(shí)現(xiàn)單位PF功能，其參考電流Iref需按正弦規(guī)律變化，且穩(wěn)態(tài)時(shí)一次繞組充電模態(tài)持續(xù)時(shí)間（DAT）在一個(gè)工頻周期內(nèi)所占的比例DA應(yīng)保持不變，也即開關(guān)管S1的占空比DS1在穩(wěn)態(tài)時(shí)應(yīng)保持不變。因此，本文設(shè)計(jì)三態(tài)反激PFC變換器的控制器如圖4所示。以單電壓 PI反饋控制環(huán)路作為開關(guān)管 S1的控制回路，穩(wěn)態(tài)時(shí)三態(tài)反激PFC變換器的直流輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)計(jì)的參考直流電壓Vref，PI反饋控制環(huán)路的輸出u恒定，則通過u與三角載波比較得到開關(guān)管 S1的驅(qū)動(dòng)脈沖DS1也保持不變，即DA保持不變[13]。

圖4 三態(tài)反激PFC變換器控制框圖Fig.4 Control diagram of tri-state flyback PFC converter

為了使一次繞組續(xù)流模態(tài)階段內(nèi)的參考電流Iref按正弦規(guī)律變化，可通過采樣整流后的交流輸入電壓Vin得到參考電流Iref，即令I(lǐng)ref=kVin。則由式（4）和式（11）可得輸入電流iin(t)的表達(dá)式為

式中，IM為輸入電流幅值。

假設(shè)三態(tài)反激PFC變換器的效率為η，輸出功率為Po=VoIo=VrefIo（Io為三態(tài)反激PFC變換器的輸出電流），則根據(jù)變換器輸入輸出功率守恒可得比例系數(shù)k為

由式（13）可知，當(dāng)三態(tài)反激PFC變換器的參數(shù)確定后，采樣比例系數(shù)k為定值。在實(shí)際控制器設(shè)計(jì)中，為了保證三態(tài)反激PFC變換器穩(wěn)定地工作于PCCM模式，k應(yīng)大于由式（13）計(jì)算得到的結(jié)果。但是k越大，三態(tài)反激PFC變換器在一次繞組續(xù)流模態(tài)階段內(nèi)的電流續(xù)流值越大，開關(guān)管 S2導(dǎo)通的時(shí)間也越長(zhǎng)，由其引起的額外導(dǎo)通損耗也越大，變換器效率也越低[13]。因此，為了消除控制參數(shù)漂移的影響并保證三態(tài)反激PFC變換器具有一定的魯棒性，本文選擇式（13）計(jì)算結(jié)果的 1.1倍作為控制器中的輸入電壓采樣系數(shù)。

參考電流Iref確定后，由圖3可知當(dāng)反激變壓器FT的二次繞組電流i2下降到nIref（n為反激變壓器FT的一二次匝比）時(shí)應(yīng)導(dǎo)通續(xù)流功率開關(guān)管 S2，直到功率開關(guān)管 S1的關(guān)斷時(shí)刻到來時(shí)才關(guān)斷續(xù)流功率開關(guān)管S2。因此續(xù)流功率開關(guān)管S2的控制環(huán)路設(shè)計(jì)如圖4所示，采樣整流后的輸入電壓vin與反激變壓器FT的二次繞組電流i2送入比較器，其輸出信號(hào)反向后即為續(xù)流功率開關(guān)管 S2的驅(qū)動(dòng)脈沖DS2。由前面分析可知，為保證三態(tài)反激 PFC變換器穩(wěn)定地工作于PCCM模式，要求DS2＞DS1。因此在實(shí)際控制器設(shè)計(jì)中，通過限制二次繞組電流i2的采樣值不下降到零來確保DS2＞DS1。本文選擇二次繞組電流i2采樣值不低于0.1V來保證三態(tài)反激PFC變換器在啟動(dòng)、瞬態(tài)與穩(wěn)態(tài)情況下均工作于PCCM。

3.4 開關(guān)管電壓應(yīng)力分析

若去掉如圖1拓?fù)湟凰救龖B(tài)反激PFC變換器的續(xù)流功率開關(guān)管S2和續(xù)流二極管VD2，即為傳統(tǒng)反激 PFC變換器。因此當(dāng)功率開關(guān)管 S1關(guān)斷時(shí)，由于反激變壓器FT二次的輸出二極管VD2導(dǎo)通，則傳統(tǒng)反激 PFC變換器功率開關(guān)管 S1承受的電壓應(yīng)力為

式中，vFT為反激變壓器FT一次繞組同名端到一次參考地的電壓；Δv為反激變壓器FT漏感引起的電壓尖峰。

但是，由圖2和圖3可知，對(duì)于三態(tài)反激PFC變換器，當(dāng)功率開關(guān)管 S1和S2同時(shí)關(guān)斷時(shí)，由于電壓vFT施加在功率開關(guān)管S1的源極端和功率開關(guān)管S2的漏極端，理想情況下每個(gè)功率開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力為

而當(dāng)功率開關(guān)管S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通時(shí)，由于反激變壓器FT二次的輸出二極管VD2關(guān)斷，則功率開關(guān)管 S1承受的電壓應(yīng)力被功率開關(guān)管 S2鉗位為輸入電壓vin。因此，對(duì)于三態(tài)反激PFC變換器，功率開關(guān)管S1和S2承受的最大電壓應(yīng)力分別為

由式（15）～式（17）可知，與傳統(tǒng) DCM 反激PFC變換器相比，三態(tài)反激PFC變換器可降低功率開關(guān)管S1承受的電壓應(yīng)力，有利于選擇低電壓應(yīng)力和低導(dǎo)通電阻的功率開關(guān)管。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為了驗(yàn)證三態(tài)反激PFC變換器的性能，搭建了一臺(tái)200W的三態(tài)反激PFC變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，其電路參數(shù)選取如下：額定負(fù)載功率Po=200W；輸入電壓vin有效值范圍為 90～265V；參考直流電壓Vref=48V；輸出儲(chǔ)能電容C=5 400μF；電網(wǎng)頻率fline=50Hz；開關(guān)頻率f=50kHz；反激變壓器FT一次、二次匝比n:1=21:11，一次勵(lì)磁電感Lm=200μH。

圖5為負(fù)載輸出功率為100 W時(shí)，傳統(tǒng)反激PFC變換器和三態(tài)反激 PFC變換器的變壓器一次電流i1、二次電流i2和開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖波形。由圖 5可知，傳統(tǒng)反激PFC變換器工作于 DCM，而三態(tài)反激PFC變換器工作于PCCM，即其在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)存在三個(gè)工作模態(tài)，與圖3的理論分析結(jié)果相一致。

圖5 變壓器一次電流i1、二次電流i2和開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖波形Fig.5 The transformer primary currenti1,the transformer secondary currenti2and drive pulses of power switch

圖6為負(fù)載輸出功率為100 W時(shí)，傳統(tǒng)反激PFC變換器和三態(tài)反激PFC變換器的開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力與開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖波形。由圖6可知，由于存在功率開關(guān)管S2，三態(tài)反激PFC變換器可明顯降低傳統(tǒng)反激 PFC變換器中功率開關(guān)管 S1需承受的電壓應(yīng)力。因此，與傳統(tǒng)反激PFC變換器相比，三態(tài)反激PFC變換器在同等輸入輸出電壓情況下，可選擇低耐壓和低導(dǎo)通電阻的功率開關(guān)管。

圖6 開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力與開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖波形Fig.6 The voltage stress and drive pulses of power switch

圖7 100W負(fù)載功率時(shí)整流輸入電壓vin、一次電流i1、輸入電流iin波形及其頻譜iFFT分析波形Fig.7 Input voltagevin,transformer primary currenti1,input currentiin and FFT analyzeiFFTwaveforms at 100W output power

圖8 200W負(fù)載功率時(shí)整流輸入電壓vin、一次電流i1、輸入電流iin波形及其頻譜iFFT分析波形Fig.8 Input voltagevin,transformer primary currenti1,input currentiinand FFT analyzeiFFTwaveforms at 200W output power

圖 7和圖 8分別為負(fù)載輸出功率為 100 W 和200W時(shí)，傳統(tǒng)反激PFC變換器和三態(tài)反激PFC變換器的穩(wěn)態(tài)整流輸入電壓vin、變壓器一次電流i1、輸入電流iin波形及其頻譜iFFT分析波形。由圖7可知，輕載情況下，傳統(tǒng)反激PFC變換器和三態(tài)反激PFC變換器均可穩(wěn)定地工作，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能。但是，由圖8a可知，當(dāng)負(fù)載功率加大時(shí)，傳統(tǒng)反激PFC變換器在交流輸入電壓峰值點(diǎn)附近會(huì)工作于CCM，引起輸入電流波形畸變并提高了變換器輸入電流所含的諧波成分。相反，由圖8b可知，當(dāng)負(fù)載功率增大為200W時(shí)，三態(tài)反激PFC變換器仍可穩(wěn)定地工作于 PCCM，保證其仍具有較高的 PF。

由圖7和圖8可以看出，三態(tài)反激PFC變換器具有比傳統(tǒng)反激PFC變換器更寬的帶載能力。下表中所示為輕載與重載情況下，傳統(tǒng)反激PFC變換器和三態(tài)反激PFC變換器的PF與總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion,THD）數(shù)據(jù)，可以看出，相對(duì)于傳統(tǒng)反激PFC變換器，三態(tài)反激PFC變換器在寬負(fù)載變化范圍內(nèi)都具有較高的PF和較低的THD。

表 傳統(tǒng)反激PFC變換器和三態(tài)反激PFC變換器的PF與THD性能對(duì)比Tab. PF and THD comparison of the conventional flyback PFC converter and tri-state flyback PFC converter

5 結(jié)論

本文提出了一種具有寬負(fù)載范圍和低電壓應(yīng)力的三態(tài)反激功率因數(shù)校正變換拓?fù)?，并分析了其工作模態(tài)。通過對(duì)電路特性的分析，指出該拓?fù)淇捎行У亟档蛡鹘y(tǒng)DCM反激PFC變換器功率開關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力，便于選取具有低導(dǎo)通電阻和低耐壓應(yīng)力的功率開關(guān)管，并可拓寬傳統(tǒng)DCM反激PFC變換器的帶載能力，解決了傳統(tǒng)DCM反激PFC變換器僅可應(yīng)用于小功率場(chǎng)合的問題。最后，通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該變換拓?fù)涞膬?yōu)越性。

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