一種新穎的磁集成自驅(qū)動(dòng)倍流整流半橋三電平直流變換器

劉志軍 虞曉陽(yáng) 金 科

（南京航空航天大學(xué) 南京 210016）

1 引言

半橋三電平變換器（Three-Level Half-Bridge Converter,TLC）的最大優(yōu)點(diǎn)是其主開關(guān)管電壓應(yīng)力只有輸入電壓的一半[1,2]。因此，這類變換器非常適合應(yīng)用于高電壓輸入的應(yīng)用場(chǎng)合，例如三相功率因數(shù)校正變換器的后級(jí)、地鐵動(dòng)車輔助電源[3]、船舶供電[4]等。此外，對(duì)于低壓大電流輸出的變換器，通常采用倍流整流（Current-Doubler-Rectifier,CDR）結(jié)構(gòu)[5-7]。高壓輸入、低壓大電流輸出的直流變換器廣泛應(yīng)用于電鍍電源、通信電源、蓄電池充電電源以及飛機(jī)供電電源等。

傳統(tǒng)半橋三電平直流變換器有飛跨電容和鉗位二極管結(jié)構(gòu)[1,2,6]。該類變換器可以使得輸入分壓電容均壓和主開關(guān)管電壓應(yīng)力均為輸入電壓的一半。然而在正負(fù)半周占空比不對(duì)稱時(shí)，會(huì)出現(xiàn)輸入端分壓電容電壓不等。此時(shí)飛跨電容通過(guò)鉗位二極管強(qiáng)迫輸入端分壓電容電壓相等，即存在開關(guān)電容模態(tài)，鉗位二極管產(chǎn)生很大的瞬間電流。因此該類變換器應(yīng)用于大功率場(chǎng)合時(shí)可靠性較低。文獻(xiàn)[8]提出了一種無(wú)飛跨電容的半橋三電平直流變換器，該變換器實(shí)質(zhì)上是把兩個(gè)半橋橋臂相串聯(lián)，無(wú)需飛跨電容和鉗位二極管仍能實(shí)現(xiàn)四只開關(guān)管的電壓應(yīng)力均為輸入電壓的一半，因此不存在鉗位二極管可靠性問(wèn)題。

文獻(xiàn)[6]提出了一種倍流整流方式零電壓開關(guān)（Zero Voltage Switching,ZVS）脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation,PWM）半橋三電平變換器，該變換器可以在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的ZVS，并且二次整流管自然換流，不存在整流二極管反向恢復(fù)問(wèn)題，同時(shí)消除了二次整流管輸出的電壓尖峰。然而為了保證滯后橋臂開關(guān)管在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS，濾波電感電流最小值在滿載時(shí)必須為負(fù)值，即存在很大的電感電流脈動(dòng)，產(chǎn)生很大的磁性元件損耗和一次環(huán)流損耗，限制了效率的進(jìn)一步提高。

為了解決以上提到的問(wèn)題，本文提出了一種新穎的磁集成自驅(qū)動(dòng)倍流整流半橋三電平直流變換器。首先采用無(wú)飛跨電容和鉗位二極管的半橋三電平結(jié)構(gòu)，然后在現(xiàn)有倍流整流方式ZVS PWM半橋三電平變換器的基礎(chǔ)上，增大濾波電感值，在重載時(shí)，濾波電感電流最小值為正，利用一次漏感的能量實(shí)現(xiàn)每個(gè)橋臂下管的ZVS；在輕載時(shí)，濾波電感電流最小值為負(fù)，利用一次漏感的能量和主變壓器勵(lì)磁電感的能量共同實(shí)現(xiàn)每個(gè)橋臂下管的ZVS。為了提高功率密度，本文還采用了磁集成（Integrated Magnetic,IM）技術(shù)[9-11]，首先將主變壓器拆分為兩個(gè)，再分別利用變壓器的勵(lì)磁電感替代濾波電感，最后再將兩個(gè)變換器集成到一個(gè)磁心里面，磁集成之后一次的漏感為兩個(gè)主變壓器漏感之和，增加了變換器在重載時(shí)每個(gè)半橋橋臂下管實(shí)現(xiàn)ZVS的能量。

本文首先詳細(xì)分析了該變換器的工作原理，接著討論了主開關(guān)管實(shí)現(xiàn) ZVS的范圍和同步整流的自驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)，最后通過(guò)一臺(tái)2.8kW的原理樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

2 拓?fù)渫茖?dǎo)和工作原理

倍流整流結(jié)構(gòu)非常適合應(yīng)用于低壓大電流輸出的場(chǎng)合。然而傳統(tǒng)的倍流整流變換器有3個(gè)磁性元件如圖 1a所示。它包含一個(gè)變壓器和兩個(gè)濾波電感。這3個(gè)磁性元件體積較大，同時(shí)存在很大的通態(tài)損耗。為了提高變換器的功率密度和效率，需要采用磁集成技術(shù)。圖1給出了磁集成結(jié)構(gòu)的推導(dǎo)，推導(dǎo)過(guò)程如下。首先將主變壓器拆分為兩個(gè)，它們的一次串聯(lián)、二次也串聯(lián)如圖1b所示。

圖1 磁集成結(jié)構(gòu)的推導(dǎo)Fig.1 Derivation of the integrated magnetic structure

這樣的連接很難確定兩個(gè)主變壓器的連接處的電位。為了作更詳細(xì)分析，圖2給出了圖1b的具體工作模態(tài)。在這里，假設(shè)Va是一個(gè)恒定的直流電壓，D為變換器的占空比。根據(jù)電感的伏秒平衡，可以得到如下等式

圖2 倍流整流結(jié)構(gòu)的推導(dǎo)分析Fig.2 Operational modes of CDR structure

簡(jiǎn)化后可以得到關(guān)于VO的表達(dá)式

從式（2）可以看出，只要Va是一個(gè)恒定的直流電壓，VO的增益表達(dá)式與Va無(wú)關(guān)。

根據(jù)主變壓器的磁通平衡，可以得到以下等式

簡(jiǎn)化后得到關(guān)于Va的表達(dá)式

將式（2）代入式（4）可以得到

由式（5）可以看出，兩個(gè)變壓器二次的連接點(diǎn)處電位與輸出電壓時(shí)相等的。因此，a點(diǎn)可以與 b點(diǎn)相連接如圖2c所示。再利用變壓器的勵(lì)磁電感替代輸出濾波電感如圖2d所示。此時(shí)主變壓器起到了耦合電感的作用。即磁集成之后的變壓器本質(zhì)上就是耦合電感。

圖3給出了提出的磁集成倍流整流半橋三電平直流變換器的原理圖和主要波形圖，變換器采用不對(duì)稱PWM控制方式。這里定義Q1、Q2為一個(gè)半橋橋臂，Q3、Q4為一個(gè)半橋橋臂，其中Q1、Q3分別為半橋橋臂上管，Q2、Q4分別為半橋橋臂下管。在分析之前作如下假設(shè)：①所有開關(guān)管、二極管均為理想器件；②所有電感和電容均為理想元件；③C1=C4，C2=C3；④Lf1=Lf2=Lf；⑤輸出濾波電容足夠大，可近似一個(gè)電壓源VO。在一個(gè)開關(guān)周期中，各開關(guān)模態(tài)的工作情況如下：

圖3 提出的變換器Fig.3 Proposed converter

開關(guān)模態(tài)一[t0時(shí)刻之前]（圖 4a）。Q1、Q4導(dǎo)通，一次電流線性增加，給變壓器 T1儲(chǔ)能，同時(shí)通過(guò)變壓器 T2向負(fù)載提供能量，iLf2向負(fù)載提供能量，VDR1截止，VDR2導(dǎo)通。

開關(guān)模態(tài)二[t0-t1]（圖4b）。在t0時(shí)刻關(guān)斷開關(guān)Q4，ip給C4充電，同時(shí)給C3放電。由于C4的存在，Q4近似零電壓關(guān)斷。在t1時(shí)刻，C4充電至Vin/2，C3放電至 0，為Q3的零電壓開通創(chuàng)造了條件。

開關(guān)模態(tài)三[t1-t2]（圖4c）。在t1時(shí)刻可以零電壓開通Q3，ip通過(guò)Q1、Llk、T1的一次、T2的一次、Q3、Cd1續(xù)流。由于iP不足以提供負(fù)載電流，iLf1、iLf2分別通過(guò)VDR1、VDR2向負(fù)載提供能量。

開關(guān)模態(tài)四[t2-t3]（圖4d）。在t2時(shí)刻，關(guān)斷Q1，ip給C1充電，同時(shí)給C2放電，由于C1的存在，Q1近似零電壓關(guān)斷。在t3時(shí)刻，C1電壓上升至Vin/2，C2電壓下降至0，為下一時(shí)刻零電壓開通Q2提供的條件。二次 VDR1、VDR2仍然同時(shí)導(dǎo)通。在這里實(shí)現(xiàn)Q2的ZVS能量在不同負(fù)載下是不一樣的，在下面將進(jìn)行詳細(xì)分析。

開關(guān)模態(tài)五[t3-t4]（圖4e）。在t3時(shí)刻可以零電壓開通Q2，一次電壓全部加在漏感Llk上，ip迅速減小且負(fù)向增大。由于iP不足以提供負(fù)載電流，故二次仍然在續(xù)流，VDR1、VDR2繼續(xù)導(dǎo)通。

開關(guān)模態(tài)六[t4-t5]（圖 4f）。在t4時(shí)刻，ip折算到二次等于濾波電感Lf1上的電流，此時(shí) VDR2關(guān)斷。iP給 T2儲(chǔ)能，并且通過(guò) T1向負(fù)載提供能量。iLf1通過(guò)VDR1向負(fù)載提供能量。

后半個(gè)周期變換器的工作情況類似于前半個(gè)周期。

圖4 模態(tài)圖Fig.4 Operational modes

3 主開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS分析

根據(jù)變換器的工作模態(tài)分析可知，兩個(gè)半橋橋臂上管，即Q1、Q3實(shí)現(xiàn)ZVS能量是由一次漏感和主變壓器的勵(lì)磁電感的能量共同提供，因此，Q1、Q3很容易實(shí)現(xiàn)ZVS。

兩個(gè)半橋橋臂下管，即Q2、Q4在不同負(fù)載下實(shí)現(xiàn) ZVS的能量有所不同，由于提出的變換器在正負(fù)半是對(duì)稱工作的，因此本文以Q2實(shí)現(xiàn) ZVS為例分析。表 1給出了變換器在不同負(fù)載下Q2實(shí)現(xiàn)ZVS的模態(tài)圖和等效電路圖。

表1Q2在不同負(fù)載下實(shí)現(xiàn)ZVS的情況Tab.1 Realization of ZVS for theQ2in different load conditions

在重載時(shí)，二次處于續(xù)流狀態(tài)，關(guān)斷Q1時(shí)，此時(shí)依靠一次漏感能量抽取Q2上的電荷，由于一次電流較大，因此容易實(shí)現(xiàn)Q2的 ZVS。實(shí)現(xiàn)ZVS的條件為

式中，CMOS為開關(guān)管的輸出電容。

在輕載時(shí)，iLf2開始變負(fù)，VDR2自然截止，iLf2折算到一次進(jìn)行續(xù)流。Q1關(guān)斷時(shí)，依靠一次漏感的能量、變壓器 T1勵(lì)磁電感的部分能量和變壓器 T2勵(lì)磁電感的能量共同抽取Q2上的電荷，實(shí)現(xiàn) ZVS的條件為

在極輕載時(shí)，iLf2負(fù)向增加，iLf1線性減小，Q1關(guān)斷時(shí)iLf1、iLf2大小相等，此時(shí)已經(jīng)進(jìn)入負(fù)載電流斷續(xù)模式，依靠一次側(cè)漏感的能量和變壓器T1、T2勵(lì)磁電感的能量共同抽取Q2上的電荷，實(shí)現(xiàn) ZVS的條件為

4 同步整流的自驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

當(dāng)變換器應(yīng)用于低壓大電流輸出的場(chǎng)合，采用同步整流可以進(jìn)一步提高變換器的效率[12-15]。對(duì)于橋式對(duì)稱型的變換器，在一次續(xù)流階段實(shí)現(xiàn)同步整流管的自驅(qū)動(dòng)是很困難的。文獻(xiàn)[16]提出了一種自驅(qū)動(dòng)ZVS全橋變換器。該變換器采用PWM控制方式。由于同步整流管的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)與每個(gè)橋臂的中點(diǎn)電壓相一致，因此可以利用橋臂中點(diǎn)電壓驅(qū)動(dòng)同步整流管。該驅(qū)動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)損耗較低，驅(qū)動(dòng)速度快。同時(shí)在續(xù)流階段，驅(qū)動(dòng)信號(hào)仍能以足夠的電壓保持同步整流管導(dǎo)通。然而當(dāng)這種方法應(yīng)用于高電壓輸入的場(chǎng)合時(shí)，每個(gè)橋臂的中點(diǎn)電壓也均為輸入電壓。此時(shí)自驅(qū)動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)變壓器匝比很大。驅(qū)動(dòng)變壓器很難進(jìn)行設(shè)計(jì)和優(yōu)化。自驅(qū)動(dòng)的效果也不是很理想。因此該自驅(qū)動(dòng)電路在高壓輸入的應(yīng)用場(chǎng)合下效果較差。

為了解決這些問(wèn)題，本文提出的變換器采用在主變壓器上增加繞組驅(qū)動(dòng)同步整流管。從圖4的工作模態(tài)分析可以看出，提出的變換器將主變壓器拆分為兩個(gè)變壓器。在輸入端向負(fù)載提供能量的階段，即DTS時(shí)間段，一個(gè)變壓器向負(fù)載提供能量，另一個(gè)變壓器只起到電感的作用，即儲(chǔ)能，未向負(fù)載提供能量。其中TS為開關(guān)周期。在續(xù)流階段即(1-D)TS時(shí)間段，兩個(gè)變壓器均為電感的功能，向負(fù)載釋放能量。因此，主變壓器的電壓波形分別與同步整流管的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)相一致。圖5給出了自驅(qū)動(dòng)電路圖和自驅(qū)動(dòng)電路的相關(guān)波形。可以看出，不論在一次向負(fù)載提供能量階段，還是在一次續(xù)流階段，變壓器的電壓波形始終與同步整流管的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形相一致。因此，可以直接利用主變壓器的附加繞組驅(qū)動(dòng)同步整流管。并且驅(qū)動(dòng)電路非常簡(jiǎn)單。

圖5 自驅(qū)動(dòng)電路Fig.5 Self-driven circui

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證變換器的工作原理，在實(shí)驗(yàn)室完成了一臺(tái)輸出 28V/100A的原理樣機(jī)。主要技術(shù)指標(biāo)為：Vin=DC800V；VO=28V；IOmax=100A；fS=100kHz。四個(gè)變換器主電路的主要器件以及參數(shù)見(jiàn)表2。這里，采用二極管整流的傳統(tǒng)ZVS PWM CDR TLC為文獻(xiàn)[6]提出的變換器。

表2 四個(gè)變換器的主電路主要器件以及參數(shù)Tab.2 Main devices and parameters of four converters

圖6給出了提出的采用同步整流的變換器在不同負(fù)載下的波形圖。圖6a和圖6b分別為滿載和半載時(shí)vAB、ip、vSR1和vDS1的波形圖，其中vSR1的波形為二次同步整流管QR1柵極和源極兩端的波形。可以看出vDS1出現(xiàn)振蕩，是由于一次的漏感與二次整流管的結(jié)電容諧振引起；同步整流管的驅(qū)動(dòng)波形與理論分析相符合的，可以直接驅(qū)動(dòng)同步整流管。圖6c為IO=21.6A時(shí)的波形圖，此時(shí)變換器處于由重載到輕載過(guò)渡時(shí)段，實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管ZVS的能量是最小的，而本文提出的變換器在這過(guò)渡階段仍然實(shí)現(xiàn)ZVS。在此階段，二次整流管的導(dǎo)通損耗較小，因此直接采用同步整流管的體二極管整流。圖 6d給出了IO=4A時(shí)的波形圖，此時(shí)變換器已經(jīng)進(jìn)入了輕載模式，由于流經(jīng)二次整流管的電流自然換流，因此vDS沒(méi)有出現(xiàn)振蕩。圖6e和圖6f為變換器在極輕載時(shí)的波形圖，此時(shí)二次整流管仍然處于自然換流狀態(tài)，因此vDS仍沒(méi)有出現(xiàn)振蕩。在IO=1A時(shí)，此時(shí)變換器的占空比仍然大于50%。

圖6 實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms

圖7給出了四種變換器的效率曲線圖。在重載時(shí)，由于采用同步整流電路可以進(jìn)一步提高變換器的效率，因此采用同步整流的有鉗位二極管和飛跨電容結(jié)構(gòu)的IM CDR TLC的效率高于采用二極管整流的有鉗位二極管和飛跨電容結(jié)構(gòu)的IM CDR TLC的效率。在輕載時(shí)，采用同步整流的有鉗位二極管和飛跨電容結(jié)構(gòu)的IM CDR TLC的二次整流損耗并不是很大，因此可以采用 MOSFET的體二極管整流。而 MOSFET的體二極管的壓降較大并且整流特性較差的緣故，采用二極管整流的有鉗位二極管和飛跨電容結(jié)構(gòu)的IM CDR TLC的效率略高于采用同步整流的有鉗位二極管和飛跨電容結(jié)構(gòu)的IM CDR TLC的效率。采用同步整流的無(wú)鉗位二極管和飛跨電容結(jié)構(gòu)的IM CDR TLC的效率在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)均高于采用同步整流的有鉗位二極管和飛跨電容結(jié)構(gòu)的IM CDR TLC的效率。這是由于有飛跨電容和鉗位二極管的半橋三電平結(jié)構(gòu)其鉗位二極管存在很大的損耗。在輕載時(shí)效率差異最為明顯，這是由于鉗位二極管的損耗在整個(gè)損耗差異中占主要比重。在重載時(shí)鉗位二極管的損耗在整個(gè)損耗差異中并不是占主要比重，因此兩個(gè)變換器的效率差異不是很明顯。

圖7 額定輸入電壓時(shí)效率隨負(fù)載電流的關(guān)系圖Fig.7 Efficiency with load current

采用同步整流的無(wú)鉗位二極管和飛跨電容結(jié)構(gòu)的IM CDR TLC在滿載時(shí)的效率為97.1%。當(dāng)負(fù)載電流為46A時(shí)，變換器的效率最高，為98.3%。在輕載時(shí)變換器的效率仍然高于93%。當(dāng)負(fù)載電流為2A時(shí)，變換器已經(jīng)進(jìn)入負(fù)載電流斷續(xù)模式，變換器的效率為87%。

6 結(jié)論

本文提出一種自驅(qū)動(dòng)磁集成倍流整流半橋三電平變換器。采用磁集成倍流整流結(jié)構(gòu)，不僅提高了變換器的功率密度，同時(shí)還降低了磁性元件的損耗。為了進(jìn)一步提高變換器的效率，本文提出了一種自驅(qū)動(dòng)電路。該驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該電路的有效性。不存在傳統(tǒng)半橋三電平變換器中的鉗位二極管可靠性問(wèn)題。同時(shí)采用兩個(gè)主變壓器結(jié)構(gòu)，極大地拓展了主開關(guān)管的 ZVS范圍。在實(shí)驗(yàn)室搭建原理樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。提出的變換器非常適合應(yīng)用于高電壓輸入、低壓大電流輸出場(chǎng)合。

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