一種用于光伏逆變器的新型功率解耦電路

楊曉光 姜龍斌 馮俊博 孫傳杰 梁昊天

（河北工業(yè)大學(xué)電磁場(chǎng)與電器可靠性省部共建重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 天津 300130）

0 引言

在單相光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用中，光伏逆變器的輸出功率因數(shù)接近 1，其輸出電流的波形與電網(wǎng)電壓波形同頻同相，輸出脈動(dòng)功率的頻率兩倍于電網(wǎng)的頻率。然而，光伏陣列一般要求運(yùn)行于最大功率點(diǎn)，在一個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)，光伏陣列的輸出功率基本恒定。因而光伏逆變器的輸入不能直接與光伏陣列連接。對(duì)于上述問題，傳統(tǒng)的解決方法是在逆變器的輸入端并聯(lián)解耦電容，一般使用電解電容作為解耦電容。單相光伏并網(wǎng)逆變器的直流母線電壓約為 400V，其解耦電容一般為 0.5mF/kW[1]，當(dāng)功率級(jí)別較大，直流母線上的附加電壓過大時(shí)，需要將電解電容串聯(lián)以滿足耐壓要求；但電解電容的串聯(lián)使得其容量減小為原來的一半，為了滿足容量要求電容器的數(shù)量增加為原來的4倍。整個(gè)光伏逆變系統(tǒng)中解耦電容的體積、重量和成本都是相當(dāng)可觀的。為了減小解耦電容，目前已經(jīng)出現(xiàn)了多種功率解耦方法[2]。

文獻(xiàn)[3]提出了一個(gè)具有功率解耦電路的反激型單相微型逆變器，該電路在傳統(tǒng)反激式逆變器的基礎(chǔ)上增加了一個(gè)解耦電容和一個(gè)開關(guān)管。該逆變器在工作過程中，光伏陣列發(fā)出的能量首先充到反激變壓器中，然后釋放到解耦電容中。隨后，存儲(chǔ)在解耦電容中的能量傳遞到反激變壓器再注入電網(wǎng)。因此，解耦電路需要處理光伏陣列發(fā)出的全部能量。在一個(gè)輸入直流電壓為 35V，輸入功率為100W的樣機(jī)中，解耦電容為40μF，解耦電容兩端的平均電壓82V，其紋波電壓峰峰值為58V。

文獻(xiàn)[4]提出一種高頻隔離型光伏并網(wǎng)逆變器。它由移相全橋軟開關(guān)電路、Buck電路和全橋逆變器構(gòu)成。移相全橋電路將光伏電池板輸出的電壓升高至約 475V，Buck電路工作于電流模式產(chǎn)生正弦半波電流，最后由全橋逆變器進(jìn)行工頻逆變產(chǎn)生正弦電流將其注入電網(wǎng)。該逆變器的輸入直流電壓為28～45V，最大輸入功率為 150W，解耦電容為8.2μF。當(dāng)輸出功率為120W時(shí)，解耦電容兩端的平均電壓約為475V，其紋波電壓峰峰值為150V左右。

文獻(xiàn)[5]提出一種用于光伏微型逆變器的三端口反激拓?fù)洌渲幸粋€(gè)端口專門用來實(shí)現(xiàn)功率解耦功能，解耦電容只需存儲(chǔ)光伏陣列的過剩能量。同時(shí)，解耦電容還能起到吸收電容的作用，即回收變壓器漏感能量。對(duì)于一個(gè)輸入直流電壓為60V，輸出交流電壓為 110V/60Hz，額定功率為 100W的微型逆變器樣機(jī)來說，解耦電容為46μF。當(dāng)輸出功率為110W時(shí)解耦電容兩端的平均電壓為150V，其紋波電壓峰峰值為41V。

本文提出一種用于單相光伏逆變器的功率解耦電路。該解耦電路獨(dú)立于逆變器的拓?fù)浜凸ぷ髂Ｊ剑刂坪?jiǎn)單。在減小解耦電容容量的同時(shí)降低了解耦電容的耐壓，從而減小了逆變器的體積和成本。

1 新型功率解耦電路的結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 新型功率解耦電路的結(jié)構(gòu)

圖1 新型功率解耦電路Fig.1 The proposed power decoupling circuit

本文所提出的功率解耦電路拓?fù)淙鐖D1所示，包含電容C1、C2、C3，電感Ldec和開關(guān)管 Q1、Q2。功率解耦電路位于逆變器的輸入端，不依賴于逆變器的拓?fù)洹Ｆ渲校娙軨3并聯(lián)于直流母線的兩端，電容C1和C2串聯(lián)后并聯(lián)在直流母線兩端，由開關(guān)管 Q1、Q2與電感Ldec組成的雙向 Buck/Boost電路將電容C1和C2連接起來，使得電能可以在電容C1和C2之間雙向傳遞。

1.2 新型功率解耦電路的工作原理

電容C2的容量較大，主要用來儲(chǔ)存光伏電池板的過剩電能。通過電容C2對(duì)電能的儲(chǔ)存與釋放來實(shí)現(xiàn)逆變器輸入輸出之間的功率解耦。電容C1的容量較小，其主要作用是:①與電容C2進(jìn)行電能的傳遞，實(shí)現(xiàn)C2對(duì)電能的儲(chǔ)存與釋放；②降低C2的所承受的電壓，如前所述，在較大功率的情況下實(shí)際上減小了所用電容的個(gè)數(shù)。電容C3的容量也很小，其作用是保證母線電壓的穩(wěn)定，降低電容C1和C2的取值。通過控制開關(guān)管Q1和Q2使電容C2的電壓有較大的變化，從而使之能傳遞更多的電能；并同時(shí)控制直流母線電壓UDC基本恒定（波動(dòng)量為±2%）。

逆變器的工作模式有兩種，取決于光伏陣列的輸出功率與逆變器輸出的瞬時(shí)功率的比較。解耦電路的工作過程如圖2所示。其中PPV是光伏陣列發(fā)出的功率，ug和ig分別是電網(wǎng)電壓和電流。解耦電容C2的最小電壓和最大電壓分別為uC2(min)、uC2(max)，其平均電壓為Um＝(uC2(max)+uC2(min))/2，iLdec是解耦電感Ldec中的電流。當(dāng)來自光伏陣列的輸入功率PPV大于逆變器的輸出功率po時(shí)，解耦電路工作在充電模式（模式Ⅰ）。在這個(gè)模式中，來自光伏陣列的過剩電能（光伏陣列提供的電能減去逆變器輸出的電能）主要儲(chǔ)存于解耦電容C2中。當(dāng)PPV＜po時(shí)，解耦電路工作在放電模式（模式Ⅱ）。在這個(gè)模式中，解耦電容C2將儲(chǔ)存的部分電能逐漸釋放出來，以補(bǔ)充光伏陣列不足的電能（逆變器輸出的電能減去光伏陣列提供的電能）。這樣，光伏陣列輸出的功率PPV可以保持恒定。

圖2 新型功率解耦電路的主要工作波形Fig.2 Key waveforms of the proposed power decoupling circuit

下面對(duì)新型功率解耦電路的工作模式進(jìn)行分析。

模式Ⅰ:在這個(gè)模式中，每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，解耦電路的工作過程可以分成兩個(gè)階段。

階段 1:如圖 3a所示，開關(guān)管 Q1導(dǎo)通，開關(guān)管Q2關(guān)斷。電容C1向電感Ldec充電，電感電流iLdec增加。

階段 2:如圖 3b所示，開關(guān)管 Q1關(guān)斷，開關(guān)管Q2導(dǎo)通。電感Ldec向電容C2充電，電感電流iLdec減小。

在此模式中，電容C1的電壓逐漸減小，電容C2的電壓逐漸增加，同時(shí)保持直流母線電壓恒定，光伏陣列的過剩能量與電容C1釋放的能量均存儲(chǔ)在電容C2中。

圖3 解耦電路工作模式ⅠFig.3 Operating modeⅠof the proposed power decoupling circuit

模式Ⅱ:與模式Ⅰ相似，此模式也可以分成兩個(gè)階段。

階段 1:如圖 4a所示，開關(guān)管 Q2導(dǎo)通，開關(guān)管Q1關(guān)斷。電容C2向電感Ldec充電，電感電流iLdec增加。

階段 2:如圖 4b所示，開關(guān)管 Q2關(guān)斷，開關(guān)管Q1導(dǎo)通。電感Ldec向電容C1充電，電感電流iLdec減小。

在此模式中，電容C1的電壓逐漸增加，電容C2的電壓逐漸減小，同時(shí)保持直流母線電壓恒定，電容C2釋放出來的能量一部分轉(zhuǎn)移到電容C1中，另一部分補(bǔ)充光伏陣列的不足能量。

圖4 解耦電路工作模式ⅡFig.4 Operating modeⅡof the proposed power decoupling circuit

通過以上分析可知，電容C2的主要作用是進(jìn)行能量的存儲(chǔ)與釋放以實(shí)現(xiàn)逆變器輸入與輸出之間的功率解耦。電容C1的電壓疊加在電容C2的電壓上來維持直流母線電壓的穩(wěn)定。該結(jié)構(gòu)使解耦電容C1和C2的最大電壓均低于直流母線電壓。電容額定電壓的降低可以減小電容的體積和成本。

2 新型功率解耦電路的設(shè)計(jì)

2.1 電容C1的設(shè)計(jì)

如圖 2所示，在t2～t3時(shí)間段內(nèi)，光伏陣列發(fā)出的過剩電能為PPVω[6,7]，其中PPV表示光伏陣列的輸出功率，ω表示電網(wǎng)電壓角頻率。解耦電容C2的電壓在t2和t3時(shí)刻分別達(dá)到最小電壓uC2(min)和最大電壓uC2(max)。t2～t3時(shí)間段內(nèi)，解耦電容C2增加的能量為

解耦電容C1增加的能量為

其中，電容C1在t2和t3時(shí)刻的電壓分別為uC1(t2)＝UDC-uC2(min)，uC1(t3)＝UDC-uC2(max)。

根據(jù)能量守恒原理，太陽電池板發(fā)出的過剩能量等于解耦電容C2增加的能量與解耦電容C1增加的能量之和，即

聯(lián)合式（1）～式（3），整理可得

將電容C2的平均電壓Um＝(uC2(max)+uC2(min))/2和其電壓波動(dòng)量ΔU=uC2(max)-uC2(min)代入式（4）可得

式中，ΔU＞0，UDC-Um＞0。

由式（5）可知，在PPV、ω、ΔU、UDC和Um固定的情況下，電容C1越大，電容C2也越大，反之亦然。因此為了減小所需電容的容量，電容C1的取值越小越好。但是，電容C1的取值還應(yīng)保證解耦電路穩(wěn)定工作。

2.2 電容C2的設(shè)計(jì)

解耦電容C2的取值與其工作時(shí)的最小電壓uC2(min)和最大電壓uC2(max)有關(guān)。

從式（4）中可以看出，在其他參數(shù)固定的情況下，電容C2工作時(shí)的最大電壓uC2(max)越大，C2的容量越小。因此，為了減小解耦電容C2的容量，解耦電容C2最大工作電壓uC2(max)越大越好。

在電容C1和C2之間的功率解耦變換器是一個(gè)雙向Buck/Boost變換器，其升壓比為

式中，電容C1的最小電壓uC1(min)＝UDC-uC2(max)。根據(jù)雙向Buck/Boost變換器所能達(dá)到的最大升壓比可以確定解耦電容C2工作時(shí)的最大電壓uC2(max)。

解耦電容C2工作時(shí)最小電壓uC2(min)的取值必須保證解耦電路穩(wěn)定工作。下面來討論解耦電容C2最小電壓uC2(min)的取值。

圖2中，電網(wǎng)電壓和入網(wǎng)電流分別表示為

式中，Um和Im分別表示電網(wǎng)電壓和入網(wǎng)電流的最大值，ω＝2π/Tline，Tline是電網(wǎng)電壓的周期。逆變器輸出的瞬時(shí)功率可表示為

光伏陣列的過剩功率等于電容C1和C2的輸入功率，可得

由式（9）、式（10）結(jié)合uC1+uC2＝UDC，可得

在[t2,t3]時(shí)間內(nèi)，光伏陣列的過剩功率PPVcos2ωt≥0，電容C2的電壓逐漸增加，那么duC2/dt≥ 0 ，根據(jù)式（11）可得，在[t2,t3]時(shí)間內(nèi)(C1+C2)uC2-UDCC1≥ 0 ，因此，解耦電路穩(wěn)定運(yùn)行的條件為

解耦電路穩(wěn)定運(yùn)行的臨界條件為

當(dāng)電容C1的取值和C2的最大電壓uC2(max)確定后，求解由式（4）和式（13）組成的方程組可以得到電容C2的最小取值。

2.3 電容C3的設(shè)計(jì)

電容C1和電容C2串聯(lián)后的等效電容值為C1∥C2。等效電容C1∥C2的作用是濾除直流母線上的高頻紋波。如果等效電容C1∥C2很小，直流母線上的高頻紋波電壓會(huì)很大，這種情況下可以在直流母線兩端再并聯(lián)一個(gè)電容C3。

在一個(gè)開關(guān)周期中，假設(shè)光伏陣列的過剩能量PPVTs全部由電容C1、C2和C3儲(chǔ)存，這部分能量在直流母線上引起的電壓波動(dòng)量為Δu。據(jù)此可得

式中，Ts是后級(jí)逆變器的開關(guān)周期。

電容C3的最小取值為

2.4 設(shè)計(jì)實(shí)例

下面對(duì)一個(gè)額定功率為1kW，直流母線電壓為400V，輸出電壓頻率為50Hz的光伏系統(tǒng)進(jìn)行新型功率解耦電路的參數(shù)計(jì)算。考慮到解耦電路的穩(wěn)定工作，本文取電容C1＝22μF。

根據(jù)式（4）可得如圖5所示的曲線關(guān)系，圖5給出了電容C1＝22μF，解耦電容C2最大電壓uC2(max)分別為280V、300V、320V和340V時(shí)，解耦電容C2工作時(shí)最小電壓uC2(min)與解耦電容C2容量之間的關(guān)系。由式（4）和圖5可知，解耦電容C2工作時(shí)的最大電壓uC2(max)越大越好。

圖5 解耦電容C2的容量與其工作時(shí)的最小電壓uC2(min)之間的關(guān)系Fig.5 Decoupling capacitance(C2) versus its minimum operating voltage(uC2(min)) at its different maximum operating voltage(uC2(max))

另一方面，從式（6）中可以看出，解耦電容C2的最大電壓u C2(max)越大，解耦變換器的升壓比n越大，要求開關(guān)管 Q1的占空比D也越大。但是，由于寄生參數(shù)的影響，功率解耦變換器的升壓比n并不能隨占空比D的增加而無限增加，而是當(dāng)占空比D超過某一值后，其升壓比n和效率會(huì)隨占空比D的增加而減小[8,9]。因此，設(shè)計(jì)時(shí)需要在解耦電容C2最大電壓uC2(max)和開關(guān)管Q1的占空比D之間進(jìn)行折中。本文取開關(guān)管 Q1的占空比D＝0.8，相應(yīng)地，升壓比n＝4，C2工作時(shí)的最大電壓uC2(max)＝320V。

根據(jù)式（13），得到圖6中虛線所示的曲線。虛線右上方區(qū)域?yàn)榻怦铍娐贩€(wěn)定運(yùn)行的區(qū)域。圖6中實(shí)線表示電容C1＝22μF，解耦電容C2最大電壓uC2(max)＝320V時(shí)，解耦電容C2的取值與其工作時(shí)的最小電壓uC2(min)之間的關(guān)系。

圖6 新型功率解耦電路的穩(wěn)定工作點(diǎn)Fig.6 Stable operation area of the proposed power decoupling circuit

由圖6可以看出，在滿足解耦電路穩(wěn)定運(yùn)行的條件下，解耦電容C2的容量可取較小的值，臨界最小取值在實(shí)線與虛線的交點(diǎn) A點(diǎn)處取得（A點(diǎn)處C2為 88.4μF）。為了使解耦電路遠(yuǎn)離不穩(wěn)定工作區(qū)域，本文將解耦電路的參數(shù)設(shè)置在 B點(diǎn)，即C2＝136μF，uC2(min)＝228V。相應(yīng)地，電容C1的最大電壓uC1(max)＝UDC-uC2(min)＝172V。

在輸入直流電壓400V，紋波電壓峰峰值±2%，1kW的情況下，將新型功率解耦電路與傳統(tǒng)的功率解耦方式（并聯(lián)大容量電容器）就解耦電容容量和耐壓進(jìn)行對(duì)比，見下表。其中新型功率解耦電路工作時(shí)的最小電壓和最大電壓分別設(shè)置為 228V和320V。

表 新型功率解耦電路與傳統(tǒng)功率解耦方式對(duì)比Tab. New power decoupling circuit versus conventional power decoupling method

從表1中可以看出，對(duì)于傳統(tǒng)的功率解耦方式，所需的解耦電容為 500μF/kW；采用新型功率解耦電路，所需的解耦電容為 180μF/kW，解耦電容的容量減小了 64%，并且儲(chǔ)能電容C2的耐壓降壓了20%。

由于電容C1和電容C2串聯(lián)后的等效電容值為18.9μF，根據(jù)式（15），本文選擇C3=22μF。

解耦電容的容量與逆變器功率等級(jí)之間的關(guān)系如圖7所示。從圖7中可以看出，隨著功率等級(jí)的增加，采用新型功率解耦電路所節(jié)省的電容容量也不斷增加。節(jié)省出來的體積和成本可以用來補(bǔ)償由解耦電路所帶來的體積和成本的增加。該新型功率解耦電路適合于功率等級(jí)較大的場(chǎng)合。

圖7 解耦電容的容量與功率等級(jí)之間的關(guān)系Fig.7 Relationship between decoupling capacitance and power rating

3 新型功率解耦電路的控制

要實(shí)現(xiàn)解耦電路的穩(wěn)定運(yùn)行需要控制直流母線的電壓與解耦電容C2的平均電壓。解耦電路的控制策略如圖8所示。直流母線電壓的控制由直流母線電壓外環(huán)和解耦電路電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成，解耦電路的電流參考由控制直流母線電壓的控制外環(huán)產(chǎn)生。

圖8 控制策略示意圖Fig.8 Control strategy diagram

直流母線電壓的控制過程如下:采樣直流母線電壓uDC，經(jīng)低通濾波器LPF2濾除高頻分量后得到直流母線電壓信號(hào)uDC1，直流母線電壓信號(hào)uDC1與直流母線電壓參考UDC_ref之差經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器后得到解耦電路的輸入電流參考信號(hào)i*。采樣開關(guān)管Q1的電流iQ1，經(jīng)低通濾波器LPF3和比例調(diào)節(jié)器后得到解耦電路的輸入電流信號(hào)i′。解耦電路的輸入電流參考信號(hào)i*與解耦電路的輸入電流信號(hào)i′作差再經(jīng)PI調(diào)節(jié)后送入比較器與三角載波進(jìn)行比較，比較器的輸出作為開關(guān)管 Q1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與Q1的相反。

由前述設(shè)計(jì)過程可知，解耦電容C2的平均電壓Um必須穩(wěn)定在設(shè)定值（Um＝(uC2(max)+uC2(min))/2）左右。但是實(shí)際上，在逆變器的啟動(dòng)過程結(jié)束后，解耦電容C2的平均電壓Um不一定恰好等于理論值。在逆變器的工作過程中，由于導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗造成逆變器的輸入和輸出功率之間的不平衡也會(huì)使得解耦電容C2的平均電壓Um不斷下降或者不斷上升，解耦電路可能會(huì)因此出現(xiàn)故障甚至由于功率器件的過電壓而損壞[10]。

為了控制解耦電容C2的平均電壓Um穩(wěn)定在理論值左右，需要加入解耦電容C2的平均電壓Um控制環(huán)路。具體來說，檢測(cè)解耦電容C2的電壓，經(jīng)低通濾波器LPF1濾除交流分量后得到解耦電容C2的電壓平均值UC2(AV)，解耦電容C2的平均電壓參考UC2_ref與其實(shí)際值UC2(AV)之差經(jīng)比例調(diào)節(jié)器后加入到直流母線電壓信號(hào)uDC1中用來調(diào)整電流參考信號(hào)i*。當(dāng)解耦電容C2的電壓平均值UC2(AV)低于其參考值時(shí)，電流參考信號(hào)i*增大，解耦電路向解耦電容C2傳遞的功率增加而解耦電容C2輸出的功率減小，解耦電容C2的電壓平均值UC2(AV)升高；當(dāng)解耦電容C2的電壓平均值U C2(AV)高于其參考值時(shí)，電流參考信號(hào)i*減小，解耦電路向解耦電容C2傳遞的功率減小而解耦電容C2輸出的功率增加，解耦電容C2的電壓平均值UC2(AV)降低，從而保證了解耦電容C2的電壓平均值的穩(wěn)定。

4 仿真結(jié)果

本文利用 Saber軟件對(duì)所提出的功率解耦電路進(jìn)行仿真研究。仿真電路的參數(shù)如下:直流母線電壓為400V，逆變器的輸出電壓為220V/50Hz，逆變器的輸出功率為 1kW。解耦電容C1和C2分別為22μF和 136μF，電容C3為 22μF，解耦電路中的電感Ldec為 500μH，解耦電路的開關(guān)頻率為 80kHz。逆變器采用全橋逆變器，其開關(guān)頻率為 20kHz，濾波電感Lf為2mH，濾波電容Cf為4.7μF。圖 9給出了仿真結(jié)果的主要波形。

圖9 仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results

如圖9所示，逆變器的輸出電流是正弦波形，解耦電容C2的最小電壓uC2(min)和最大電壓uC2(max)分別為232V和317V，其電壓波動(dòng)量ΔU為85V，平均電壓Um＝274.5V。直流母線電壓的最大和最小值分別為 408V和 391V，直流母線平均電壓為399.5V，電壓紋波為±2%。

理論分析時(shí)，電容C2的電壓波動(dòng)量ΔU為92V，而仿真結(jié)果中，電容C2的電壓波動(dòng)量小于理論值，這是由于直流母線電壓存在波動(dòng)，使得電容C3存儲(chǔ)一部分能量造成的。

5 結(jié)論

本文提出了一種用于光伏逆變器的新型功率解耦電路。該電路可以在保證母線電壓穩(wěn)定于 400V左右的同時(shí)減小解耦電容的容量。所提出的功率解耦電路還可以降低解耦電容的耐壓，使其耐壓低于直流母線電壓，進(jìn)一步降低了逆變器的體積和成本。此外，所提出的功率解耦電路獨(dú)立于逆變器的拓?fù)浜凸ぷ髂Ｊ剑m合于功率等級(jí)較大的場(chǎng)合。

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