鏈式靜止同步補償器控制系統的研究與設計

魏麗君，謝永超

（1.中南大學地球科學與信息物理學院，湖南 長沙 410083；2.湖南鐵道職業技術學院，湖南 株洲 412001）

鏈式靜止同步補償器控制系統的研究與設計

魏麗君1，2，謝永超2

（1.中南大學地球科學與信息物理學院，湖南 長沙 410083；2.湖南鐵道職業技術學院，湖南 株洲 412001）

該文基于串聯多電平技術，完成一套鏈式靜止同步補償器控制系統的研究與設計。根據反饋解耦控制算法和單級倍頻載波相移正弦脈寬調制方法，采用串聯多電平技術，以TMS320F28335為核心處理器，采用軟件算法實現補償器直流側電壓均衡控制。設計鏈式結構的三相電壓源逆變器，構成鏈式靜止同步補償器系統，實現系統無功補償控制。經過試驗測試，結果表明：該系統的無功補償效果與理論一致，設計可行、可靠。

無功補償；反饋解耦控制算法；串聯多電平；鏈式靜止同步補償器

0　引　言

隨著電力行業的日益發展和相關新型裝置的廣泛運用，電能質量問題日益凸顯。諧波的存在造成了無功功率的增加，給電網造成了污染，同時也增加了設備的容量。因此，開發新的智能裝置，對電力系統進行無功補償顯得越發重要。目前主要采用靜止無功補償器（SVC）和靜止同步補償器（STATCOM）進行無功功率的補償[1-3]。SVC目前在同容量成本上較STATCOM低，但在動態響應速度和可控性能方面，STATCOM遠優于SVC。STATCOM還可以設計用作濾除電力系統諧波的有源濾波器[4-5]。

本文根據反饋解耦控制算法和單級倍頻載波相移正弦脈寬調制方法，采用串聯多電平技術，以TMS320F28335為核心處理器，用軟件算法實現補償器直流側電壓均衡控制，設計了鏈式結構的三相電壓源逆變器，構成了鏈式靜止同步補償器系統，實現對電網的無功補償。相比傳統的無功補償設備，本文設計的系統具有調節速度、運行范圍寬的優點，而且在采取多重化、多電平或PWM技術等措施后可減少補償電流中諧波的含量[6-8]。

1　系統設計方案

本設計的主要目的是實現電網的無功補償，采用串聯多電平技術，系統分為主電路和控制電路兩部分。系統總體電路結構圖如圖1所示。

圖1　系統整體硬件框圖

2　系統硬件設計

2.1系統硬件結構框圖

系統由主電路和控制電路兩部分組成，硬件結構框圖如圖2所示。主電路拓撲為串聯5電平逆變器；控制電路主要包括DSP控制器、24路PWM波形發生器等。其中DSP主要完成相關控制算法、負載電流的檢測、補償電流的采樣等。而24路PWM波形發生器采用FPGA實現[9]。

圖2　系統硬件結構框圖

2.2控制電路硬件設計

2.2.1控制電路總體結構

控制電路是整個系統的重要組成部分，采用FPGA+DSP的全數字控制平臺方案，其結構如圖3所示。其中，FPGA主要實現PWM信號的產生，而直流側電壓控制、基波電網電壓鎖相、統過壓、過流保護、指令電流運算系等功能則由DSP負責實現。為了確保采樣的精度，采用3片AD7656對三相電網電壓usa、usb、usc，三相電網電流isa、isb、isc，STATCOM輸出電流 ica、icb、icc以及負載電流 ila、ilb、ilc，各 2H橋直流側電容電壓udck（k=1，2，…，6）共18路信號進行轉換。

圖3　控制電路硬件結構框圖

2.2.2信號調理電路

信號調理電路分為兩級，如圖4所示。第1級主要去除信號中的高頻干擾，設計采用抗混疊低通濾波器；第2級主要完成信號放大，將經過濾波處理后的信號幅值調整到合適范圍后由A/D轉換器完成模數轉換[10]。

圖4　信號調理電路

根據采樣信號的頻率（50 Hz），設計截止頻率為100Hz的一階低通濾波器，并同相輸入；其中，C1=0.1 μF，R1=10 kΩ，R2=10 kΩ，R3=510 Ω，R5=6.2 kΩ，R6=6.6kΩ，R8=20kΩ。

2.2.3過零點檢測電路

在硬件設計過程中，為了實現控制算法，需要對變換過程中的信號進行同步，而準確鎖相要求電路能夠準確檢測出正弦電網電壓信號的過零點，為后面采用軟件方法實現鎖相提供條件，過零點檢測電路如圖5所示。

圖5　過零點檢測電路

為了保證同相以及實現信號的隔離，設計加入一個反相跟隨電路。由于電網電壓存在一定的干擾，故設計采用遲滯比較電路，滯后量由R13和R15決定，取滯后量為1mV，根據上圖，可得滯后量的表達式為

式中：VOH——輸出端高電頻，mV；

VOL——輸出端低電頻，mV。

選取R15為1MΩ，R13為10kΩ。由LM311的特性可得：電路中輸入的正弦波信號高于零電壓時，輸出為高電平；低于零電壓時，則輸出低電平。因此通過該電路，正弦信號將變為方波信號，其幅值為5V。其上升沿對應正弦波的過零點。因此，DSP捕捉過零點檢測電路輸出信號的上升沿，即可得到原正弦信號的過零點。

2.2.4保護電路

過壓過流保護電路如圖6所示。

圖6　保護電路

保護電路的輸入端接信號調理電路的輸出，電路分為3級。第1級為LM324與二極管組成的取絕對值電路，將正負電壓轉化為正電壓以便進行比較。第2級跟隨器電路由LM324構成，其輸出接入由LM311組成的第3級比較電路。正常情況下，調理電路的輸出信號幅值為0～8V，所以非故障情況下，輸入LM311的信號幅值最大為8V。因此，設置保護電路的電壓閾值為9V。

3　系統軟件設計及指令電流計算的軟件實現

3.1系統軟件設計

系統的軟件設計包括3個環節：

1）按照反饋解耦的控制算法對采樣信號進行處理，得到無功補償的指令電壓信號。

2）根據指令電壓信號生成驅動開關管的PWM信號。

3）實現功率單元和控制單元通信。

3.2指令電流計算的軟件實現

無功補償的指令電壓信號是通過反饋解耦控制算法計算得出的，程序主要分為主程序和定時器中斷程序兩部分。

1）主程序流程圖

主程序流程如圖7所示。主程序中，DSP主要完成H橋模塊開關管的開關信號轉換為不同頻率的方波。

圖7　主程序流程圖

2）捕獲中斷子程序流程圖

捕獲中斷子程序流程如圖8所示，此中斷由過零點檢測電路輸出方波的上升沿觸發。

圖8　捕獲定時器中斷程序流程圖

3）EPWM1定時器中斷程序流程圖

EPWM1定時器中斷程序流程如圖9所示，其主要任務就是在確定工作狀態無故障的情況下，計算得出指令電壓信號，對其進行調整，得到PWM的調制波信號。

圖9　EPWM1定時器中斷程序流程圖

4）狀態解耦控制及直流側電壓控制程序流程圖

狀態解耦控制算法及直流側電壓控制算法的軟件實現流程如圖10所示，首先，進行所需要的各電氣量的采樣，當捕獲計數值達到要求后，計算dq變換所需要的數學量值及直流電壓控制所需要的電流、電壓量值，然后對三相補償電流和電網電壓進行dq變換，同時進行指令電流運算和PI調節，輸出量經dq反變換即可得到指令電壓信號。

圖10　狀態解耦控制程序流程圖

4　試驗測試及結果

本設計的裝置主要是補償電網無功功率，主要測試：

1）測試各模塊直流側電壓的穩定和均衡性。

2）測試STATCOM輸出端電壓波形，驗證單級倍頻CPS-SPWM調制方法的正確性。

3）測試STATCOM輸出電壓電流波形，檢驗系統的無功補償效果。

4）測試系統過壓過流等故障情況下的保護功能。

4.1直流側電壓啟動過程及控制效果

首先，測試直流側電壓的啟動過程，共分為兩個步驟：1）在A、B、C三相H橋模塊各串聯一個57Ω的限流電阻，使變流器的開關管IGBT處于閉鎖狀態，利用與IGBT開關管的反并聯二極管實現不可控整流，從電網吸收有功功率，對H橋直流側電容充電，結束后，直流側電壓進入穩態，即H橋模塊直流側電容電壓之和等于電網線電壓峰值；2）時間繼電器動作將限流電阻短接，然后解鎖整個變流器的開關管驅動脈沖，利用PWM高頻整流繼續從電網吸收有功功率，將直流側電容電壓升高到給定值并穩定在其附近。

實驗時，利用三相可編程電源模擬三相電網，若給定電網電壓為40 V，第1階段為開關管反并聯二極管不控整流階段，穩定后H橋模塊直流側電壓為24.5V，當H橋模塊直流側電壓值趨于穩定以后控制繼電器動作把限流電阻短接，進入第2階段，即PWM高頻整流，實驗波形如圖11所示。

圖11　直流側電壓啟動過程波形

圖12給出了PWM高頻整流階段H橋模塊直流側電壓的實驗波形，兩個H橋模塊的直流側電壓恒定上升到給定值75V附近。這是因為，當H橋單相電路模塊電壓值接近給定值時，PI調節器開始起作用，使得調節后的電壓值不至于升得過高，而是穩定在給定值75V附近。

圖12　穩定后A相兩個H橋模塊直流側電壓

4.2單級倍頻CPS-SPWM技術

直流側電壓穩定后，即可啟動系統進行無功補償。系統主電路為基于串聯多電平的電壓源逆變器，驅動信號的生成采用單級倍頻CPS-SPWM技術，按照圖2～圖10所示算法，單相逆變器的輸出端相電壓應為5電平類似正弦信號的階梯狀波形。由于主電路采用Δ型連接，測試Ca，Cb，Cc任意兩點間電壓波形，得到的是三相線電壓，根據相電壓波形，可知線電壓應為9電平階梯狀類似正弦信號的波形，即為補償器輸出濾波前的電壓波形。用示波器測量Ca、Cb兩點間電壓，得到的結果如圖13所示。

圖13　補償器輸出端濾波前電壓波形

圖中給出了補償器輸出濾波前電壓的實驗波形，電壓共9電平，頻率50Hz，與單級倍頻CPS-SPWM技術理論分析結果一致，證明了這種PWM信號調制方法的正確性。

4.3無功補償效果測試

將負載與電網斷開，此時補償裝置和電網直接相連，補償器輸出端電流超前電壓90°，電壓幅值高于電網電壓，測量補償器輸出端濾波后電流及采樣電壓，得到的結果如圖14所示。其中，電流為補償器輸出端電流，電壓為DA輸出的補償器輸出端電壓的采樣值。由圖可知，補償器輸出端電流相位超前電壓相位約90°，補償器工作在容性工況，與理論結果一致。

圖14　補償器輸出端濾波后電流及采樣電壓波形

4.4過流保護測試

當裝置在正常運行或啟動時，當裝置電流輸出大于額定電流20A的10%，即22A時，系統進入過流保護，閉鎖PWM脈沖，故障指示燈亮。當電流恢復到正常范圍，系統恢復正常運行。

5　結束語

根據測試實驗，可得以下實驗結論：

1）直流側電壓啟動過程及控制效果測試結果表明，文中設計采用的控制方法能夠實現直流側電壓的穩定和均衡控制。

2）單采用級倍頻CPS-SPWM技術能夠得到多電平輸出電壓。

3）無功補償效果測試結果與理論一致。

4）過壓過流保護測試結果符合設計要求。

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Research and design of control system for cascade static synchronous compensators

WEI Lijun1，2，XIE Yongchao2
（1.School of Geosciences and Info-Physics，Central South University，Changsha 410083，China；2.Hu’nan Railway Professional Technology College，Zhuzhou 412001，China）

A control system for cascade static synchronous compensators has been developed on the basis of cascaded multilevel technology.In combination with feedback decoupling control algorithm and sinusoidal pulse width modulation for single-level frequency doubling carrier phase shifting，using cascaded multilevel technology，TMS320F28335 as core processor and software algorithm were employed to realize compensator DC-side voltage balancing control.A chain-linked three-phase voltagesourceinverterwasdesignedaccordinglytoconstituteacascadestaticsynchronous compensator system，thus achieving the goal of reactive power compensation control.Tests prove that the system is feasible and reliable.

reactive power compensation；feedback decoupling control algorithm；cascaded multilevel；cascade static synchronous compensator

A

1674-5124（2015）12-0100-06

10.11857/j.issn.1674-5124.2015.12.025

2015-01-20；

2015-03-06

魏麗君（1983-），男，湖南婁底市人，講師，碩士，研究方向為智能儀器與儀表、電子技術。