高功率密度電動伺服系統高壓驅動關鍵技術研究

張新華,黃 建,張兆凱，王浩明，段小帥

(北京自動化控制設備研究所，北京 100074)

高功率密度電動伺服系統高壓驅動關鍵技術研究

張新華,黃 建,張兆凱，王浩明，段小帥

(北京自動化控制設備研究所，北京 100074)

高功率密度電動伺服控制系統的性能、可靠性與控制系統結構、主電路功率開關器件的驅動和保護設計密切相關。針對當前大功率高功率密度伺服系統快速發展的迫切需求，為使伺服系統具有優異的控制性能，且保障高壓功率開關器件能穩定、可靠的工作，提出一種基于數字信號處理器和可編程邏輯器件組合的多軸高性能電動伺服控制系統設計方案。重點研究了主電路功率開關器件IGBT的驅動電路和吸收保護電路結構及參數優化方法，并提出一種集隔離、驅動、保護一體化軟硬相結合的雙重過流保護方案，詳細說明了各保護參數的計算方法，所設計的四軸驅動控制器功重比達5.2kW/kg，伺服系統功重比達0.49kW/kg。實驗結果證明：該伺服驅動控制系統具有實時性強、動態響應快、功率器件驅動保護電路性能穩定、可靠性高等優點。

數字信號處理器；高功率密度；伺服控制；吸收電路

0 引言

隨著微電子技術的快速發展和永磁材料磁性能的不斷提高, 直流無刷電動機在近年來受到普遍重視，并且取得了快速的發展。直流無刷電動機具有調速方便、結構簡單、維護簡便、電磁污染小、功率密度大等優點。近年來在大功率高功率密度伺服系統得到了廣泛的應用[1-3]。隨著工業數控技術的快速的發展，對高功率密度無刷電機驅動控制系統也提出了更高的要求，而大功率高功率密度伺服控制系統的性能、可靠性與控制系統結構、主電路功率開關器件的驅動和保護設計密切相關。系統大部分的故障是由于功率器件驅動設計不合理引起，IGBT的開關頻率一般會達到十幾kHz，甚至更高, 在如此高的工作頻率下, IGBT 的開通和關斷很頻繁，導通和關斷時間很短。由于電路在布置時不可能做到理想狀態, 因此，電路中會存在雜散電感, 在工作頻率較低時, 雜散電感一般沒有影響； 但是在高頻率下, 雜散電感對整個電路的穩定運行將產生很大影響, IGBT 在關斷瞬間會產生很大的浪涌電壓, 并且與IGBT反并聯的續流二極管反向恢復時兩端電壓會很高, 產生與關斷浪涌電壓類似的浪涌電壓。關斷浪涌電壓和續流二極管恢復浪涌電壓的存在, 會影響IGBT 的正常工作, 如開關損耗加大、IGBT 工作溫度過高, 甚至會造成IGBT損壞。針對當前多軸大功率高功率密度伺服系統快速發展的需求，為了使伺服系統具有高實時性、高動態響應、高控制精度、且功率開關器件能穩定、可靠的工作，本文提出一種基于DSP和FPGA的多軸高性能直流伺服控制系統設計方案。重點研究了主電路功率開關器件IGBT 的驅動電路和吸收保護電路結構及參數關系，并提出一種集驅動、隔離、保護為一體的軟硬相結合的雙重電流保護驅動方案，詳細說明了各保護參數的計算方法。

1 硬件系統

由直流電動機的運動方程可知：加速度與電動機的轉矩成正比，而轉矩又與電動機的電流成正比，因此，要實現電機的高精度高動態性能控制，就需要同時對電機的速度、電流及位置進行檢測和控制。圖1是無刷直流電機數字控制系統框圖。整個硬件控制系統主要由智能控制單元、數據存儲單元、信號傳感單元、信號調理單元、功率驅動與保護單元、人機交互單元及網絡通信單元等組成。

圖1 電機數字控制系統框圖Fig.1 The block diagram of motor digital control system

1.1 智能控制單元

本文選用TMS320F6713 作為DSP處理器，該芯片是一款浮點運算的高速芯片，工作頻率可達667MHz，具有功耗低、功能強、穩定性高、抗干擾性強、運算速度快的優點，滿足伺服實時計算要求。DSP內部為哈佛結構，三級流水線作業，能實現各種復雜控制策略。由于利用單一DSP處理器難以實現多軸伺服最優控制，為優化系統硬件資源結構，采用DSP+FPGA的組合作為主控中心，充分利用DSP的強大數據處理能力及FPGA的高速并行邏輯特性，DSP主要負責信號處理、控制算法實現等。FPGA采用Xilinx公司的XC3S1000芯片，該芯片是最新一代FPGA產品，有17280 LE邏輯資源，432K Block RAM，173個用戶I/O；具有體積小、集成度高、速度快等優點；可以穩定工作在50MHz的頻率，滿足高速時序邏輯要求。FPGA 主要負責模數轉換控制、數字信息采集、PWM信號生成及信號邏輯管理、網絡通信收發等。DSP與FPGA采用數據總線(D0～D31)和地址總線(A2～A21)相連，DSP以寄存器讀寫方式操作FPGA實現數據的獲取或指令的發送，FPGA工作時鐘頻率為19.6608M，DSP時鐘由FPGA提供，為提高系統的同步性，采用中斷方式實現通信，中斷時間為250μs。

1.2 模數轉換單元

高速模數轉換單元由3片高速模數轉換器AD7606和高精度基準電壓轉換芯片AD580組成。3片高速模數轉換器并聯組成18通道模擬信號輸入接口，將分別用于電壓、電流、位置信息等模擬量信息采集。AD7606芯片是一款高精度8通道16位高速模數轉換器，轉換頻率為200kSPS，滿足系統控制精度要求。模數轉換器采用16位數據總線和讀、寫、片選信號實現與FPGA的數據和命令通信。對于整個伺服閉環控制系統，閉環系統需要及時獲得準確的實際電流，以實現電流的實時跟蹤。選用的電流傳感器為隔離型電流霍爾傳感器ACS758-100型集成芯片，該芯片具有體積小、穩定性高、精度高等優點。采用5V單電源供電，低噪音模擬輸入路徑，階躍響應只需5μs，可通過外部濾波引腳調整帶寬，功耗低，隔離性能好，其輸出精度為10mV/A，誤差小于1.5%。

1.3 存儲系統

為實現數據信息的存儲及程序的存儲，系統采用基于NAND技術高性能的大容量FLASH存儲器SST39VF6401B，它具有4M×16bit的存儲空間，通過17位地址總線和16位數據總線與DSP數據和地址總線接口連接，滿足容量設計要求。

2 功率驅動與保護電路

2.1 抑制尖峰電壓方法

功率器件開關動作時的電壓電流應力和主回路中的寄生電感有著非常大的關系。IGBT處理一定的di/dt時，產生的電壓尖峰是和寄生電感大小成比例的，而且di/dt自身也受到寄生電感的影響。當功率器件工作在感性負載下且器件開通時，意味著其對應的反并二極管關閉，二極管表現反向恢復特性，在此期間較大的電流從二極管中通過，對應著就產生電壓尖峰。此電壓尖峰可以導致很惡劣的問題，如造成功率器件過壓、增加輸出諧波、產生嚴重EMI源等。通過調整選擇合適的門極驅動電阻可以控制器件的開通速度，驅動電阻大，開通速度慢，二極管的反向恢復問題可以得到相應的抑制，但同時也會導致功率器件更大的交換損耗。合理選取驅動電阻的大小可以得到一個比較折中的結果。但器件的關斷時間受驅動電阻的影響不大，電壓電流尖峰就直接決定于外部寄生電感、電容參數，寄生電容主要取決于功率器件內部結構，寄生電感則取決于器件外部導體的排列情況。所以為了提高系統的性能，保證系統的可靠性，減小開關過程中產生的電應力，必須盡可能地減小線路中的寄生電感，可以通過在線路中增加吸收電容，來減小系統開關管中產生的浪涌電壓。

2.2 吸收電路

對于大功率的高頻電源, 主回路通過的電流較大, 開關器件的開通速度快, 主回路中的雜散電感會感應出比較大的尖峰電壓, 此時, 需要通過外加吸收電路的方式來抑制尖峰電壓。通常采用RCD吸收電路進行抑制[5]，該吸收電路增加了快速恢復的二極管來阻止電容與主回路中的電感產生的震蕩, 同時增加了一個大功率電阻來消耗掉電容吸收的能量，這種方式能較好地控制尖峰電壓, 并解決吸收電容與雜散電感構成震蕩回路的問題。考慮到C型吸收電路的特點[5]，結合其特點，同時在電源輸入側并入小容值高電壓變化率CBB薄膜電容、高容值全鉭電容、大容值CBB薄膜電容，小CBB薄膜電容用于完全實現開關時尖峰電壓的吸收，一般取值在0.05～0.15μF之間，鉭電容用于當負載突變時，避免直流電源不能提供大量能量從而引起母線壓降，提供能量補償的作用，補償系統的無功功率，穩定端壓，改善伺服系統電機的輸出動態性能。其次，濾去高次諧波，改善直流電源的輸出波形，大容值CBB薄膜電容并聯緊貼鉭電容，保護鉭電容在某種高頻掃頻工況模式下過流發熱，從而導致故障發生，同時也抑制電壓變化率，濾除供電母線高頻成分。RCD型吸收電路、CBB薄膜和全鉭電容相互配合，能有效地抑制尖峰電壓，為實現穩定控制鑒定基礎，其單橋臂吸收電路結構如圖2所示。

圖2 單橋臂吸收電路Fig.2 Single bridge arm absorbing circuit

2.2.1 吸收電容選擇

RC吸收電路的作用是吸收IGBT關斷時產生的過電壓, 其本質是靠吸收電容C來吸收掉主電路寄生電感和雜散電感產生的能量, 即能量的轉移，選擇電容參數需要考慮減小尖峰電壓ΔUd(ΔUd=Ucemax-Ud)。吸收電容的作用是吸收掉主回路中雜散電感Ls和在主回路主電路寄生電感Lp強制改變電流I方向時感應出的沖擊電壓的能量, 根據能量守恒的原則, 吸收電容值C1應至少滿足

(1)

則求出吸收電容C1為

(2)

對于逆變器及三相負載而言，無論逆變電路怎么切換，其負載仍只含有電阻和電感兩部分，通過簡化電路，根據能量守恒的原則，可以推算直流側儲能電容Ct值[6]:

(3)

式中，I1、I2為直流脈動電流的兩個峰值點，I0為勵磁電流的有效值，Lm為勵磁電感。

理論上，高容值CBB薄膜電容C2選擇越大越好，但是容量大增加成本，也增加體積，一般取值50μF以上，因此，滿足高功率密度的容量要求即可。

2.2.2 吸收電阻選擇

RC吸收電路其實是一個一階RC回路, 其放電時間常數τ=RC，RC吸收電路是一種耗能電路, 電容C吸收的能量大部分要通過電阻R來消耗掉。 因此，這種電路并不能使電路的消耗降低，只是把IGBT管開通和關斷時的消耗轉移到了RC吸收電路上來。

存儲在吸收電容C在IGBT穩態導通時存儲的能量為

(4)

式中，f為開關電路的開關頻率。

存儲在總電感上的能量為

(5)

因此，消耗在吸收電阻R上的功率為上述兩者之和, 即：P=E1+E2。

因為RC吸收電路是隨著IGBT管的開關而循環工作的, 因此在IGBT管開通期間, 存儲在吸收電容C中的能量必須通過電阻R消耗掉。 對于不同的吸收電路,C放電時間也有差異, 對于RC吸收電路, 只要滿足τ=RC小于1/4的IGBT 導通時間, 就可以保證電容C中絕大部分能量的釋放，不會影響下一次吸收, 因此，吸收電阻可以通過式(6)來確定

(6)

式中，τ0是IGBT管的導通時間。

但是，R也不是越低越好的, 因為吸收電路中存在大電流振蕩，IGBT開通時的集電極電流峰值也會相應增加, 因此在滿足式(6)的情況下盡量使R設的高一點，具體可參考式(7)

(7)

式中，L為有關的線路電感。

綜上所述吸收電阻R為

(8)

2.3 功率驅動與保護電路

為了減小整個功率驅動部分的體積和質量, 增強驅動電路的環境適應能力，采用磁隔離驅動芯片，雙列貼片封裝，體積小，且帶有VCE電壓檢測、欠壓保護、有源米勒鉗位、短路保護等功能，驅動電流達2.5A。圖3為功率驅動電路，系統對過流采用了硬件保護，當發生過流故障時，驅動芯片的故障信號輸出腳會產生一個低電平，FPGA的引腳捕捉到下跳變后立刻封鎖驅動脈沖，并產生一個故障標志，而且當故障信號輸出恢復到高電平時，驅動脈沖也不會解除封鎖，故障標志必須經過軟件清零復位才能重新輸出驅動脈沖。因此，該機制可有效保護功率器件模塊。為了更好地保護IGBT模塊，特設計了硬件保護和軟件保護，用以產生故障封鎖信號，軟件保護在FPGA中實現，其參數值需綜合所選IGBT模塊及其他性能指標設定。

圖3 功率驅動電路設計Fig.3 Power driver circuit design

IGBT的柵極通過氧化膜和發射極實現電隔離，由于氧化膜很薄, 其擊穿電壓一般在+20～30V, 若過高則容易造成柵極擊穿，這里選取+15V；IGBT關斷時給其柵極發射極加一負偏壓有利于提高IGBT的抗干擾能力, 這里取-8V。為減小系統的干擾，在功率信號輸出端并聯雙向+18V穩壓管。DESAT端為飽和電壓檢測端, 由于IGBT發射極和集電極電壓在導通時的飽和電壓值隨集電極電流的變化而變化，因此通過檢測VCE(SAT)來進行過流保護是比較準確的。可以通過改變電阻R1的阻值或者快恢復二極管D7的個數及導通壓降來調節具體的電流保護閾值。為了防止IGBT在導通瞬間引起過流保護的誤動作, 可以通過設定并聯保護電容C2的大小來設定觸發時間。

3 軟件設計

系統軟件架構由DSP主程序，DSP定時器中斷服務子程序、DSP網絡通信子程序及FPGA程序等組成。DSP主程序主要完成系統的初始化，包括控制寄存器(系統時鐘、系統狀態寄存器)初始化、I/O端口初始化、中斷設置初始化、變量初始化、存儲初始化、存儲器初始化、通信初始化等。在初始化中斷向量表后, 根據需要對中斷進行設置；打開全局中斷，進入循環等待主程序，等待內部和外部中斷信號。圖4為系統主程序。中斷服務子程序是整個系統控制功能實現的核心組成部分，由伺服運動算法和信號處理子程序構成。圖5為 DSP中斷子程序伺服控制流程。

圖4 DSP系統主程序Fig.4 DSP system main program

圖5 DSP中斷子程序Fig.5 DSP interrupt subroutine

FPGA完成時序邏輯控制，主要包括模數轉換控制、數字信息采集、軟件保護、霍爾信息獲取、PWM波形生成、DSP時鐘產生等。

3.1 PWM中點采樣法

結合驅動電路特點，為實現最優驅動控制，高功率密度直流無刷電機控制系統采用PWM下橋臂單斬方式。該斬波方式在IGBT關斷時，電流將通過一個上橋臂IGBT和一個上橋臂續流二極管形成續流回路，電感儲能不反饋到電源，而是通過繞組轉化為熱能。這個續流回路并沒有流經電流傳感器，傳感器檢測到的功率橋母線電流為零。對于PWM單斬方式，電流傳感器只有在PWM開通期間才能檢測到電流信號。因此，在設計A/D 采樣控制程序時，必須選擇合理的采樣點，而且必須在PWM 開通期間選擇。IGBT開通關閉瞬間會產生尖峰電流，所以采樣點應避開開關時刻，否則系統不能正常工作。為保證在每次開關周期中確定一個固定采樣點，且遠離開關點，采用了在PWM 開通期間中點時刻采樣，即采樣平均電流的方法，這樣很好地避開了開關噪聲的影響，保證了采樣準確度。

3.2 信息采樣與獲取

在軟件系統中，DSP時鐘由FPGA提供，為提高系統的控制性能，設定IGBT模塊開關周期為16kHz，在每個開關周期定時器下溢中斷采樣一次電流、電壓、位置信息。因此，電流環的計算采樣頻率為16kHz。設定速度環的計算頻率為10kHz，位置環的計算頻率為4kHz，由于FPGA每250μs通過I/O管腳高低電平變化向DSP產生中斷，DSP收到中斷指令后，以總線形式獲取電流、電壓及位置數字信息，并完成伺服控制算法及位置、速度、電流三環控制算法，經過邏輯運行后，將控制指令輸出到FPGA，FPGA收到控制指令后，實現PWM指令解碼，結合AD采集的保護值及計算信息，決定是否封鎖PWM脈沖。同時，FPGA實時獲取各軸電機霍爾位置信息，當系統未保護時，綜合霍爾信息和電機控制量解碼信息決定各軸無刷電機通電相序，發出PWM脈沖驅動功率驅動芯片。

4 實驗分析

為了測試四軸高功率密度直流無刷伺服系統的性能，搭建了某型電機測試驗證平臺。電機參數：額定功率P=4kW，電樞繞組電感L=1.04mH，電壓270V, 電樞繞組相電阻R=0.28Ω，額定轉矩T=3.8N·m，額定轉速ne=11000r/min，極對數P=3。另外，電機滾珠絲桿一體化傳動結構形式，傳動比約280，位置傳感器增速比1.5∶1，額定負載1000N·m，IGBT模塊型號為Infineon公司FS100R12PT4；驅動保護電阻13K，保護電容10-2μF，保護電流80A, 實驗時，由于直流無刷電機采用星形連接方式，三相電流和為零，通過兩相電流測量即可，電流校正環節要求帶寬高、響應快、跟蹤性能好，因此，需要較高的比例增益，并且調節頻率要高，即系統中的延遲時間短。電流校正環節最常用的是PI校正方式，由于典型Ⅱ型系統的設計特點是具有較好的抗擾性能，本文采用典型Ⅱ型系統。實驗先選用C型吸收電路展開研究，然后研究C型和RCD型相結合的性能。依據理論計算，初步選取鉭電容450V-110μF和CBB800V-0.15μF電容,圖6為C型吸收電路靜態時主電路功率電電壓波形圖。

圖6 C型吸收電路0°伺服靜態功率電波形Fig.6 C-type absorption circuit 0° servo static electric waveform

從6圖可知，在沒有吸收電路存在的情況下，0°伺服靜態尖峰電壓比較大，峰峰最大值將達到20V，引起頻率為16k的毛刺，這種毛刺將產生極大的EMI，這主要由于開關控制頻率引起。從圖7可知，25°階躍時，將產生最大為374V的毛刺，電壓波動劇烈，這也將引起控制系統不穩定，同時過壓嚴重者將引起IGBT燒毀及功率驅動芯片燒毀。

通過增加鉭電容和高容值CBB薄膜電容組合進行試驗得到，得到的計算結果如表1所示。

圖7 C型吸收電路25°階躍伺服功率電波形Fig.7 C-type absorption circuit 25° servo step electric waveform

(μ1F,μ2F)尖峰電壓/V(μ1F,μ2F)尖峰電壓/V(110,80)335(330,10)345(220,80)320(330,25)325(330,80)310(330,35)320(440,80)310(330,50)315(660,80)305(330,80)300

從表1可知，主電路不同薄膜電容組合下的效果差別比較大，尖峰電壓將降低到305V,相同的薄膜電容下，隨鉭電容容量的增加效果越好，但是當增加到一定程度，尖峰電壓不改變；相同的鉭電容下，隨薄膜電容容量的增加效果越好，同樣，當增加到一定程度，尖峰電壓不改變；高功率密度系統要求系統體積小，鉭電容和薄膜電容容量的增加將增加系統的體積，同時成本急劇增加，元器件在小型化上，實現難度較大。因此，本文選用鉭電容和薄膜電容數值為(330μ1F,80μ2F)，以上兩種電容有較大的改進，但是還不完全理想，這里采用RCD電路進行進一步分析，在上述參數基礎上，展開RC參數研究，實驗結果如表2所示。

表2 RCD吸收電路不同電阻和電容組合時尖峰電壓表

從表2中可以看出，在電容值一定時, 隨著吸收電阻的增大, 關斷尖峰電壓和開通尖峰電壓都會隨著升高, 并且開通尖峰電壓上升的幅值更大，這就說明在RC吸收電路中電阻對Uce尖峰電壓的影響比電容大, 在滿足吸收效果的前提下, 應當充分考慮電阻的消耗功率, 電阻不能選的過大，因此，電阻大概定在20～30之間；別外還可以看出, 隨著電容的升高, 關斷尖峰電壓和開通尖峰電壓都得到了進一步的降低, 并且二者電壓都比表1中的電壓低, 證明了吸收電容對尖峰電壓有良好的吸收作用。

圖8為選用RC組合得到的主功率電壓波形，從圖可知，增加RC吸收電路后，靜態波動電壓在2V以內；從圖9可知，25°階躍伺服功率電波形尖峰只有30V，比以前有明顯改善。

圖8 吸收前0°伺服功率電波形Fig.8 0° servo electric waveform before absorption

圖9 吸收后25°階躍伺服功率電波形Fig.9 25° servo step electric waveform after absorption

過流保護的有效性，在硬件上設定過流保護電阻值為13K，該數值對應的過流保護保護數值為90A，為實現系統的保護，在軟件上設定過流保護80A，圖10為25°階躍動作時U/V兩相波形圖，圖11為對應的位置伺服波形。

圖10 25°階躍瞬態保護電流波形Fig.10 25° step transient protection current waveform

圖11 階躍幅值25°給定位置伺服波形Fig.11 Step amplitude 25° servo given position waveform

從圖11可知，在額定負載下進行位置伺服測試，經傳感折算后可知啟動時電機最大線電流為82.3A，超過該值電流下降，這主要由于啟動了軟件的過流保護，關斷了PWM，關斷周期為62.5μs，精確實現過流保護，系統測量參數與設計理論數值基本一致；在給定25°階躍額定負載條件下實驗，其動態響應時間為77.125ms，最大超調量小于0.5%，穩態誤差小于0.5%，系統速度能達到324(°)/s，因此，該系統具有良好的實時動態性能。同時，由DSP定時器測試可知，在高速處理器運算下，該系統能夠在50μs內完成四軸伺服控制算法，所設計的四軸驅動控制器功重比達5.2kW/kg，伺服系統功重比達0.49kW/kg。

5 結論

高功率密度伺服控制系統的性能、可靠性與控制系統處理器選型、主電路功率開關器件的驅動和保護密切相關，尤其是驅動電路的設計相關重要，驅動電路必須加吸收電路來限制尖峰電壓, 否則會嚴重損壞開關器件。對于吸收電路參數的選擇, 必須考慮以下因素: 選取合適的電容和電阻, 要兼顧考慮放電時間常數與抑制尖峰電壓幅值二者之間的關系。為提高系統的電流驅動保護能力，提出一種集驅動、隔離、保護為一體的多重驅動保護組合方案，詳細計算了各保護參數。實驗結果證明: 所設計的伺服驅動控制系統具有實時性強、動態響應快、IGBT 驅動保護電路性能優良、可靠性高的優點。

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Research of Key Technique on High-Power Density Motor High Voltage Driver System

ZHANG Xin-hua, HUANG Jian, ZHANG Zhao-kai，WANG Hao-ming，DUAN Xiao-shuai

(Beijing Institute of Automatic Control Equipment, Beijing 100074, China)

The performance and reliability of high-power density motor servo control system are really related with control system structure, driver and protection design of the main circuit power switch device.In view of the urgent demand of the rapid development of high-power density servo system, in order to improve the control performance of servo system, ensure the power switch device can be stable and reliable, a multi-axis servo control system design is proposed, which is based on digital signal processor (DSP) and field programmable gate array (FPGA).The research focus on the driving circuit of Insulated Gate Bipolar Transistor(IGBT) main circuit power switch device, absorbing protection circuit, improving parameters, and put forward a scheme of double current protection, which integrate functional units on insulating, driving, protecting, and bring out soft and hard combination set driven.Also，the research describe in detail the calculation methods of the various protection parameters.Meanwhile, the fore axis drive controller has power weight ratio of 5.2kW/kg, and the servo system has power weight ratio of 0.49kW/kg.The experimental results show that the servo control system has advantages of strong real-time, fast dynamic response, stable performance and high reliability.

DSP；High-power density；Servo control；Absorption circuit

10.19306/j.cnki.2095-8110.2016.03.002

2016-01-15；

2016-02-18。

張新華(1972 -)，男，工學博士，研究員，主要從事高動態伺服系統設計工作。

U666.12

A

2095-8110(2016)03-0006-08