基于移相全橋軟開關的逆變式電弧噴涂電源

魏少翀，陳乃富，葉　林，劉澤坤，吳樹輝

（1．蘇州熱工研究院有限公司，江蘇蘇州215004；2．安科瑞電氣股份有限公司，上海201801）

基于移相全橋軟開關的逆變式電弧噴涂電源

魏少翀1，陳乃富2，葉林1，劉澤坤1，吳樹輝1

（1．蘇州熱工研究院有限公司，江蘇蘇州215004；2．安科瑞電氣股份有限公司，上海201801）

針對傳統電弧噴涂電源存在體積大、質量重、無反饋控制、無法準確控制輸出電壓等缺點，研制了一種逆變式電弧噴涂電源，通過提高工作頻率，大大減少了變壓器、電感等器件的質量及體積，采用移相全橋控制，并利用軟開關技術，使得全橋開關管及二次側二極管實現軟開關，大大降低了熱耗和整機損耗，提高了變換器轉換效率。逆變式電弧噴涂電源在縮小整機大小的基礎上，提高了輸出波形質量，優化了噴涂質量。研究電路基本工作原理并分析軟開關的實現條件，建立對應的仿真模型并研制了試驗樣機，仿真及試驗結果證明了該方案的可行性。

電弧噴涂；逆變式；移相全橋；軟開關

0　前言

電弧噴涂技術是一種適用范圍廣、施工靈活、高效率的熱噴涂方法，是一種在工業領域廣泛應用的表面改性技術。電弧噴涂的基本原理是將電弧噴涂電源加在兩根連續送進的金屬絲之間從而形成電弧，電弧的熱量將金屬熔化，利用壓縮空氣將熔化的金屬霧化成微熔滴，高速噴向工件表面形成涂層。該涂層在不改變工件基體材料性能的基礎上，可以大幅提升工件綜合性能，如耐磨、防腐、抗氧化、隔熱等[1]。

傳統也是目前廣泛使用的電弧噴涂電源采用工頻變壓器降壓，整流輸出恒電壓直流電的拓撲，其優點是電源可靠性高，能夠在惡劣工況下長時間工作。但其存在的問題較多：（1）由于變壓器工作在工頻狀態，電源體積大，質量重，不利于現場尤其是復雜工況下的施工，制約了電弧噴涂技術的應用。（2）整機采用無反饋的開環控制，無法對輸出電流進行跟蹤控制，實際使用時電流波動非常大，嚴重降低了電弧噴涂涂層的質量[2]。（3）輸出電壓的調節通過變壓器抽頭實現，通常分幾個檔位，并非無級調節，對于不同的噴涂材料無法準確的輸出最優電壓，影響了噴涂質量。隨著電力電子技術的發展，逆變式電源與傳統機型相比有著明顯的優點：（1）能量通過高頻變壓器傳遞，通?？梢宰龅?5kHz，大大降低了整機的體積和質量。（2）通過對輸出電壓、電流的采樣進行閉環控制，使得輸出與參考值吻合，輸出波形質量高。（3）通過改變參考值，可以實現電壓變化范圍內任意電壓的輸出。

目前，隨著電力電子技術發展，采用逆變式的各類焊接電源已廣泛使用，但逆變式電弧噴涂設備的研究卻鮮有報道。文獻[3-4]對逆變式電弧噴涂電源進行了研究，研制了相關樣機，但并未詳細分析電路，且電路中IGBT為硬開關，增加了系統的損耗、發熱和電磁干擾。

本研究采用一種基于移相全橋拓撲的電弧噴涂電源，通過軟開關技術大大提高了效率。仿真與試驗表明：采用該拓撲的電源，質量輕，體積小，輸出電壓和電流波形平穩，調節靈活，動態性能好，適合應用在電弧噴涂領域。

1　主電路原理及分析

采用的電弧噴涂電源結構以及主電路的拓撲分別如圖1和圖2所示。

圖1　電弧噴涂電源結構框圖Fig.1Structure diagram of arc-spraying inverter power

圖2　主電路拓撲Fig.2Main circuit topology

逆變式電弧噴涂電源將三相交流輸入380 V電壓經過整流電路和無源濾波電路變成540 V直流電，再經由全橋電路進行逆變，變成高頻方波交流電，此處高頻開關頻率選為25 kHz，全橋電路4每個橋臂的兩個開關管（斜對角的兩個開關管，如IGBT1和IGBT4或IGBT2和IGBT3）180°互補導通，兩個橋臂的導通之間相差一個移相角。通過調節移相角的大小，來調節輸出電壓脈沖寬度，從而達到調節輸出電壓的目的。通過高頻變壓器將能量傳遞到二次側的全波整流電路，將其整流為直流電，再通過濾波電路最終輸出所需的穩定的直流電。

（1）模態1（t12～t0）：IGBT1和IGBT4導通，高頻變壓器T一次電流ip給隔直電容Cb充電，隔直電容Cb上的電壓線性上升。t0時刻，IGBT1關斷，進入開關模態2。

（2）模態2（t0～t1）：t0時刻，IGBT1關斷，電流向IGBT1、IGBT3的結電容C1、C3轉移，C1充電，C3放電，開關管IGBT1兩端的電壓線性上升，C1、C3限制了IGBT1兩端電壓的上升率，IGBT1實現了ZVS關斷。t1時刻，C3上的電壓下降至零，隨后VD3導通進入開關模態3。

圖3　全橋變換器關鍵波形Fig.3Key waveforms of full-bridge converter

（3）模態3（t1～t2）：t1時刻，C3上的電壓下降至零，隨后IGBT3兩端反向并聯二極管VD3導通，起到續流作用，IGBT3兩端的電壓為零，此時IGBT3導通，IGBT3實現零電壓導通。IGBT3導通以后全橋輸出兩端電壓UAB被箝位到零，隔直電容Cb上的電壓加到漏感Lr上，變壓器一次電流ip線性下降。漏感Lr中的能量加到Cb上，變壓器二次側兩個整流二極管VD3、VD4同時導通給負載供電。

（4）模態4（t2～t3）：t2時刻，一次電流ip下降至零，由于電感的存在會阻止電流的變化，一次電流ip反向續流。但是由于滯后臂IGBT2和IGBT4采用的是逆阻性IGBT，隔阻了負向電流，所以一次電流ip維持為零。在這期間，隔直電容Cb的電壓維持不變，IGBT4導通，但是沒有電流流過。t3時刻，IGBT4零電流關斷。變壓器二次側二極管VD3、VD4同時導通，各自承受一半的負載電流。

（5）模態5（t3～t4）：IGBT4零電流關斷以后，一次電流ip仍為零，負載電流沿著VD3、VD4續流。

（6）模態6（t4～t5）：t4時刻，IGBT2導通，由于漏感Lr的存在，一次電流ip無法突變，所以IGBT2導通時電流為零即零電流開通。IGBT2導通以后，一次電流ip線性增加，輸出電流經VD4流向負載。

（7）模態7（t5～t6）：IGBT2、IGBT3同時導通，給負載供電。

2　軟開關實現

由于所述開關管及二次側二極管都工作在高頻狀態下，故軟開關的實現可有效降低開關損耗，極大降低散熱，提高轉換效率[5-7]。

2.1超前臂零電壓開關實現條件

由原理分析可知，IGBT1、IGBT3零電壓關斷是因其并聯電容（包含寄生電容）C1、C3電壓不能突變實現的，零電壓開通是通過諧振電感（主要是指變壓器漏感）與開關管所并聯電容（包含寄生電容）產生諧振實現的。通過諧振使同超前橋臂上關斷的開關管所并聯電容（包含寄生電容）充電，使即將導通的開關管并聯電容（包含寄生電容）放電，當充放電結束后，即將導通的開關管兩端電壓降為0，其寄生二極管導通，此時發出該管驅動信號，實現其零電壓導通。

因此，要實現開關管的零電壓開通，必須滿足兩個條件：（1）驅動信號必須在諧振結束后寄生二極管導通后給出，即同一橋臂驅動信號的死區時間必須大于所并聯電容（包含寄生電容）充放電時間；（2）諧振階段應保證：諧振時間內將要導通的開關管所并聯電容（包含寄生電容）完全放電，即

2.2滯后臂零電流實現條件[8]

想要實現滯后橋臂的ZCS，必須的條件是要在滯后橋臂關斷或者開通之前ip已經降為零。一次電流降為0所需時間為：

式中Deff為占空比；T為開關周期；Lik為變壓器的漏感；Cb為隔直電容。

3參數設計[9]

3.1全橋開關管的選取

開關管流過的最大電流為

式中母線最低電壓Ubus(min)=457 V。三相輸入電壓經過整流橋整流和電容濾波后的電壓實際選取時預留2倍的裕量，取1.2 kV的 IGBT，選取Infineon公司的IGW40T120型IGBT。

3.2二次側二極管選型

二次側整流二極管的選型需要考慮反向耐壓值和通過電流的耐流值，并且還需考慮到一定的裕量，因此全波整流二極管承受的最大反向電壓為

式中Uhsec(max)為變壓器二次輸入電壓的最大值。

考慮到變壓器漏感的存在，會與二極管的體電容發生諧振，二次電壓會出現尖峰，所以留有一定的裕量，選擇150 V耐壓值的二極管。

式中Iomax為最大輸出電流，取250 A?？紤]到二極管承受的電流將會隨著溫度的升高而降低，且有可能存在的電流尖峰，實際選取電流應力為400 A的三菱公司生產的MURP40040CT型二極管。

3.3隔直電容的選取

隔直電容Cb可由式（6）計算：

實際電路選用一個1 μF/275 V的CBB電容。

4　仿真及試驗結果

為了驗證上述拓撲可行性，在Saber仿真軟件中對該變換器進行了建模仿真，所選參數與實際一致，具體指標為：輸入三相AC 380V輸入、輸出DC 40 V/ 250 A、開關頻率25 kHz。

設定仿真時間0.1 s、仿真步長100 ns，圖4為主電路仿真的主要波形，由于全橋的上下管子波形是對稱的，所以只選其中的一組。圖4中超前臂的驅動電壓UGE(IGBT3)和UCE(IGBT3)可發現超前臂已經實現ZVS，UGE(IGBT4)為滯后臂下管的驅動電壓波形，Ip為一次電流波形，從波形可以看出滯后臂實現了ZCS，UAB為中心點間的電壓。通過仿真波形的分析，該變換器可以實現超前臂的ZVS和滯后臂的ZCS。

圖4　主電路的主要仿真波形Fig.4Main simulation waveform of the main circuit

為了驗證上述理論完成了一臺試驗樣機。樣機在滿載工作狀態下的主要試驗波形如圖5所示，輸入電壓540V，輸出電壓40V，輸出電流250 A。

圖5a中Ip為變壓器一次電流波形，可以看出逆阻型IGBT能夠很好地阻斷變壓器一次電流的反向續流，UAB為中心點間的電壓。圖5b中Up為變壓器一次電壓。圖5c中Ucb為隔直電容間的電壓，圖5d中UG為滯后臂下管的驅動電壓波形，Ic(IGBT4)為流過IGBT4的電流波形，從波形可以明顯看出滯后臂實現了ZCS，圖5e為超前臂的驅動電壓UGE(IGBT3)和UCE(IGBT3)，可發現超前臂已經實現ZVS，圖5f中UA和UB分別為中心點對地的電壓。

5　結論

研究一種逆變式電弧噴涂電源，采用移相全橋進行控制，并實現了軟開關，分析其主電路工作原理及軟開關實現的條件。仿真及試驗驗證了該方案的可行性，研究的電弧噴涂電源具有整機體積小、質量輕、輸出波形質量高、輸出電壓范圍內任意調節等特點，通過軟開關的實現，降低了開關損耗，在減少散熱的基礎上，同樣大大減少了散熱器的體積。

圖5　試驗波形Fig.5Experimental waveforms

另外，逆變式電弧噴涂電源小型化的特點有利于在各種不同的現場進行施工，可有效推廣電弧噴涂工藝。

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Arc-spraying inverter power based on phase-shifted full-bridge soft switching

WEI Shaochong1，CHEN Naifu2，YE Lin1，LIU Zekun1，WU Shuhui1
（1.SuzhouNuclearPowerResearchInstitute，Suzhou215004，China；2.AcrelElectricCo.，Ltd.，Shanghai201801，China）

Asthetraditionalarcsprayingpowerhassomedefects，suchasbigvolume，heavyquality，nofeedbackcontrol，inaccuratecontrolof output voltage and so on，a inverter type arc spraying power source is developed.By improving the working frequency，greatly reducing the quality and volume of the transformer and inductance，adopting the phase shifting full bridge control，and using the soft switch technology，it realizes soft switch of the full bridge switch tube and vice diode achieve，which greatly reduces the energy loss of the whole machine and improves the efficiency of the converter conversion.On the base of narrowing the size of the new arc spraying inverter power，it improves the quality of the output waveform and optimizes the quality of spraying.Studies the basic working principle and analyzes implementation conditions of soft switch circuit in the paper.Meanwhile，corresponding simulation model is established and the experimental prototype is developed，itprovesthefeasibilityoftheschemebythesimulationandexperimentalresults.

arc-spraying；inverter；phase-shifted full-bridge；soft switching

TG439.9

A

1001－2303（2016）02－0053-05

10.7512/j.issn.1001-2303.2016.02.11

2015－10－28；

2015－12－26

魏少翀（1989—），男，江蘇蘇州人，碩士，主要從事電力電子技術、表面工程技術等研究工作。