基于耦合電感的新型高增益軟開關直流變換器

屈克慶， 馮苗苗， 趙晉斌

(上海電力學院 電氣工程學院，上海 200090)

基于耦合電感的新型高增益軟開關直流變換器

屈克慶， 馮苗苗， 趙晉斌

(上海電力學院 電氣工程學院，上海 200090)

針對升壓直流變換器的高增益問題，以一種帶有泵升電容的Boost變換器為基礎，提出一種基于耦合電感的新型高增益軟開關直流變換器。討論該變換器的工作原理、性能對比分析、關鍵參數設計，并且通過仿真驗證了理論分析的正確性。該變換器通過引入耦合電感和倍壓電容不僅拓展了調控電壓增益的自由度,突破了僅由占空比來提升電壓的局限，還減小了輸出二極管的電壓應力，且耦合電感中的漏感緩解了二極管反向恢復問題。利用有源鉗位的方法減小了開關兩端的應力，并使所有開關管實現軟開通，使電路損耗得以降低。

升壓變換器；高增益；耦合電感；有源鉗位；倍壓電容；零電壓開關

0 引 言

隨著一次能源的儲量減少以及對電力的需求日漸上漲，使得發展綠色的新能源成為必然。在新能源系統中，如光伏板、燃料電池的輸出電壓較低，因此為滿足后級直流母線的要求需要將電壓升到更高的電壓等級[1-2]。傳統的升壓直流變換器因結構簡單被廣泛使用，然而其升壓比受限，開關器件承受的應力大且轉換效率不高， 所以研究高增益的直流升壓變換器是一個意義重大的課題[3-4]。

目前，針對Boost變換器拓撲方面提出了很多改進思路。文獻[5-6]提出了一種級聯型Boost變換器，雖然可以通過將前后級電路串聯獲得高增益，但是這種拓撲的結構復雜，隨著串聯級數增多，后級電路中的主開關MOEFET承受的應力會隨之增大，而且，有效合理的控制各級開關導通的難度也加大；文獻[7]提出了交錯并聯升壓變換器，可以降低電流紋波，然而本質上升壓比沒有提升還增加成本， 且開關管電壓應力很大；文獻[8]提出了帶開關電容的升壓變換器，減小了開關管的電壓應力，但多個開關電容的并聯會導致開關器件的電流應力過大并增加導通損耗；文獻[9-10]提出了基于耦合電感的升壓變換器，可以利用靈活的改變耦合系數把電壓升高，然而漏感會使得開關MOSFET兩端電壓出現很高的尖峰并導致電路損耗增加。可以采用無源無損鉗位電路，實現了漏感能量的回收利用，但是電路中的開關管仍處于硬開關狀態，增加了變換器的損耗。文獻[11]通過有源鉗位電路有效緩解了漏感帶來的問題并實現了軟開關，但輸出二極管承受的電壓應力仍然很大。

針對以上問題，本文以文獻[4]的拓撲結構為基礎，通過對電路結構加以改進，增加了調控電壓增益的自由度，大大提升了升壓比，且能夠讓開關管在電壓為零的狀態下軟開通，降低了開關器件承受的應力，緩解了二極管的反向恢復問題。文中介紹了該變換器的拓撲結構、不同的工作模態及電路中參數的選擇依據，并與其它變換器進行了對比。最后對一個變換器模型進行仿真，證明了理論分析的有效性。

1 電路結構及工作原理分析

1.1 電路結構

圖1給出了文獻[4]和文獻[11]提出的變換器。圖2(a)給出了本文提出的高增益低應力的軟開關直流變換器，其包括直流電源Vin，鉗位電容Cc，耦合電感L1和L2，中間儲能電容C1、倍壓電容C2，主開關S，鉗位開關管Sc，二極管D1、D2、D0、濾波電容C0和負載R0。L1和L2可用一個理想變壓器、勵磁電感Lm和Lk漏感來等效，得到圖2(b)表示的變換器的等效電路。

圖1 文獻[4]和[11]提出的變換器Fig.1 Boost converter proposed in paper[4] and [11]

圖2 新型高增益低應力的軟開關直流變換器Fig.2 Novel high step-up soft switching DC-DC converter with low voltage stress

1.2 電路原理分析

為簡化分析，下假設：1)除了主開關管考慮其并聯電容的影響外，其他開關器件看作是理想的；2)C1、C2、Cc足夠大；3)不考慮二極管和開關的導通時的壓降。圖3給出了變換器在一個開關周期內的工作波形，變換器以連續導通方式工作時有8種模態，圖4給出了不同模態的功率流。

模態1[t0～t1]：如圖4(a)，S在t0時導通，D1、D2導通，Sc、D0關斷，直流電源Vin對Lm和Lk充電，使漏感電流ik和勵磁電流im線性增加，其變化規律為式(1)、式(2)，電容C1和C2分別由直流源和耦合電感的二次側并聯進行充電，直到t1時刻S關斷。

(1)

(2)

圖3 變換器的工作波形Fig.3 Key waveforms of the proposed converter

模態2[t1～t2]：如圖4(b)，由于S兩端并聯有電容，S在零電壓狀態下關斷，同時Sc和D0關斷，D1、D2導通，電容C1和C2繼續充電，電流ik對S的并聯電容Cs充電，Cs兩端電壓從零開始增加，直到S兩端電壓Vds從0上升到VCc時，其變化規律為式(3)，Sc的反并聯二極管Dc導通。

(3)

模態3[t2～t3]：如圖4(c)，S、Sc和D0關斷，D1、D2、Dc導通，相比Cs,Cc大很多，故認為漏感電流ik近似全部流入鉗位電容Cc并對其充電，電流ik和i2下降，im繼續上升，其變化規律為式(4)、式(5)。Dc在t2時刻導通保證了Sc導通時的電壓為零。直到開關Sc的脈沖信號到來。

(4)

(5)

模態4[t3～t4]：如圖4(d)，開關Sc、D2導通，S、D1、D0關斷，開關Sc在電壓為零的狀態下實現軟開通，電流ik和i2持續減小，其他工作情況與模態3相同，直到t4時刻i2減到零，D2自然關斷。

模態5[t4～t5]：如圖4(e)，開關Sc、D0導通，S、D1、D2均關斷，D0在D2關斷后開通提供續流通道，在此工作模態中，由直流源Vin、電感Lm、電容C1和C2串聯釋放能量給負載電阻，電流im和ik隨著能量的釋放而線性減小，其變化規律為式(6)、式(7)，直到Sc關斷。

(6)

ik(t)=Ik(t4)-

(t-t4)。

(7)

模態6[t5～t6]：如圖4(f)，D0導通，S、Sc、D1、D2關斷，由于電容Cs的存在，可使得Sc能夠在零電壓狀態下關斷，漏感Lk和電容Cs形成新的諧振，主開關兩端電壓Vds下降，其變化規律為式(8)，直到Vds降到零時，S的反并聯二極管開通。

(8)

模態7[t6～t7]：如圖4(g)，D1和D0導通，開關S、Sc、D2關斷，電容C1充電，電流im和經過D0的電流iD0減小，ik開始增加，其變化規律為式(8)、式(9)。在此工作模態中處于開通狀態的S的反并聯二極管，保證了當S導通時其兩端電壓為零。直到S下一周期的脈沖信號到來。

(9)

(8)

模態8[t7～t8]：如圖4(h)，D1和D0導通，Sc和D2關斷，S實現軟開通，ik在直流源Vin的作用下線性增加，電流iD0持續減小，直到iD0減到零，即二極管自然關斷，此時，變換器進入新一周期工作。

圖4 各工作模態功率流Fig.4 Current-flow path of operating modes

2 性能分析

2.1 電壓增益

為簡化分析，變換器在CCM工作模式下，只考慮模態1和5，其他模態的持續時間很短，故可以忽略。設定耦合電感匝比N=n2/n1。不計漏感的影響時，當S處于開通狀態時，Lm和C1兩端電壓為

VLm_charge=VC1=Vin。

(11)

C2兩端電壓為

VC2=NVin。

(12)

當S處于關斷狀態時，Lm的放電電壓

VLm_discharge=VCc-Vin。

(13)

同時，由KVL可得

VCc=V0-VC1-VC2-N(VCc-Vin)。

(14)

聯立式(11)～式(14)可得

(15)

(16)

由Lm的伏秒平衡計算得變換器在理想情況下的增益特性

(17)

其中D為變換器的占空比

在非理想情況下，由于占空比會受漏感的影響而丟失一部分，故變換器實際的增益會比式(17)稍低，經計算得變換器實際增益特性為

(18)

其中km=Lkfs/R0，fs為開關頻率。由式(18)可以看出，耦合電感匝比和占空比是影響輸出電壓的主要因素，同時漏感值、開關頻率和輸出負載也會對變壓器的增益有所影響。圖5所示為分別取不同的Lk和N，變換器的電壓增益M與D的變化關系。由圖可知，M隨著N和D的增加明顯上升；漏感值增加時，M略有減小，但影響不大。

圖5 電壓增益與漏感、占空比及耦合電感匝比的關系Fig.5 Voltage gain of the proposed converter

2.2 元件應力分析

一般Lk<

Vds=Vsc=VCc=V0/(N+2-D)。

(19)

二極管D1的電壓應力

VD1_stress=V0/(N+2-D)。

(20)

二極管D2的電壓應力

VD2_stress=NV0/(N+2-D)。

(21)

二極管D0的電壓應力為

VD0_stress=(N+1)V0/(N+2-D)。

(22)

圖6所示為選取不同的D，各開關器件的電壓應力與N的變化關系，由圖可知，所有開關器件的電壓應力都比V0低。

圖6 開關器件的電壓應力與D和N的關系Fig.6 Voltage stress of the proposed converter

2.3 性能對比分析

表1給出了文獻[4]帶有泵升電容的高增益Boost變換器、文獻[11]帶耦合電感的變換器和本文提出的變換器的性能對比分析。

表1 高增益變換器之間的性能對比

圖7給出不同變換器的特性比較。可以看出相較文獻[4]帶有泵升電容的直流升壓變換器，本文改進后的變換器從電壓增益、開關應力及電路損耗等綜合性能都有了明顯的提升；相比同類文獻[11]帶有耦合電感的直流升壓變換器，選擇相同的D和N時，本文所提出的變換器具有更高的升壓比，更小的電壓應力。

圖7 不同變換器的特性比較Fig.7 Curves of performance comparison

3 關鍵參數設計

3.1 耦合電感匝比設計

由式(19)、式(20)可知，耦合電感匝比對輸出電壓的大小和開關器件的應力有很大影響，因此，耦合電感匝比是變換器參數設計的關鍵。根據式(18)得耦合電感的匝比N的選擇依據為

(23)

選擇一個合適的占空比，然后根據V0和Vin就可以選定N的值。考慮到變換器的導通損耗，占空比一般應小于0.7，但占空比也不宜選的過小，否則就會使耦合電感的值變大，漏感相應變大，從而使得能量損耗增加。因此，在選取占空比時應折中考慮。

3.2 電容的設計

設計電容C1、C2和C0的值時，電容紋波是主要的考慮因素，電容的選擇依據為

(24)

其中：P0是輸出功率；fs是開關頻率；ΔVc是電容C1、C2和C0上的紋波。

3.3 Lm和Lk的設計

選取勵磁電感的值時要讓變換器保持在CCM模式下工作。當處于臨界模式，im的最大值為

(25)

im的平均值為

(26)

由式(26)、式(27)得Lm的選擇依據為

(27)

選取漏感值時要保證實現S的軟開關，當Sc斷開后，S開通前，Lk中的能量比Cs中的能量大，即

LkIk(t6)2≥CsVds(t6)2。

(28)

由此可得Lk的選擇依據為

(29)

4 仿真結果分析

為了驗證分析的正確性，本文對一個150 W的變換器模型進行了仿真,仿真模型的參數設置如下：輸入電壓Vin=24 V；輸出電壓V0=200 V；開關頻率fs=100 kHz；耦合電感匝比N=5∶2；勵磁電感Lm=25 μH；漏感Lk=2 μH；中間儲能電容C1=30 μF；倍壓電容=4.7 μF；鉗位電容Cc=10 μF；輸出濾波電容C0=470 μF；主開關并聯電容Cs=1 nF

圖8為開關S的觸發脈沖信號Vg、輸入電壓Vin以及輸出電壓V0的波形，可以看出，當Vin為24 V時，由于漏感的影響，V0略低于200 V，此時D=0.52，證明了變換器可以在較低占空比下獲得高增益。

圖9為開關S和Sc的觸發脈沖信號、漏源電壓和流經開關的電流波形，可以看出當開關關斷時其兩端電壓被鉗位在50 V且大大緩解了電壓尖峰的問題，與理論分析一致。同時S和Sc實現軟開通，使開關損耗得以減小。

圖8 S的觸發脈沖信號Vg、輸入電壓Vin以及輸出電壓V0Fig.8 Waveforms of Vg,Vin and V0

圖9 S和Sc的軟開關波形Fig.9 Waveforms of S and Sc

圖10為漏電流ik、勵磁電流im和耦合電感二次側電流i2的波形。圖11為二極管D1、D2和D0的電壓和電流仿真波形，可以看出，二極管在零電流狀態下自然關斷，三個二極管承受的電壓應力值都小于V0，驗證了理論分析的正確性。

圖10 漏感電流ik，勵磁電流im，耦合電感二次側電流i2 Fig.10 Waveforms of ik、im and i2

圖11 二極管D1、D2和D0的電壓電流波形Fig.11 Waveforms of D1，D2 and D0

5 結 論

本文提出了一種基于耦合電感的新型高升壓比低應力的軟開關DC-DC變換器，文中論述了變換器的工作原理、性能和參數設計并且經過仿真試驗，證明本變換器具有的幾個優勢：首先本變換器實現了從耦合電感匝比和占空比多自由度來調控電壓增益，避免占空比工作在接近1的情況；其次所有開關器件上的電壓應力都比輸出電壓低；最后本變換器的開關管能軟開通，二極管能在零電流狀態下自然關斷，大大緩解了反向恢復問題，電路損耗降低。

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Anovelhighgainsoft-switchingDC-DCconverterbasedoncoupledinductor

QU Ke-qing， FENG Miao-miao， ZHAO Jin-bin

(College of Electrical Engineering,Shanghai University of Electric Power,Shanghai 200090,China)

Aiming at solving the high voltage gain problem of boost converter,a high gain soft-switching DC-DC converter with coupled inductor was proposed,which is based on a high step-up boost converter with charge pump capacitor.The working principle,performance comparison and parameters design of the converter were discussed.The simulation result verified the correctness of theoretical analysis.By introducing coupled inductor and switched capacitor,degree of freedom to regulate converter’s voltage gain is extended,which breaks the limit regulating voltage gain only by the duty ratios.Voltage stress on output diode is decreased,and the diode reverse recovery problems caused by leakage inductance is also eased.By using the active clamp circuit,the converter reduces voltage stress on switches and achieves soft switching,so switching loss is reduced.

boost converter; high gain; coupled-inductor; active clamp; switched capacitor; zero-voltage-switching;

(編輯：劉素菊)

2016-01-31

上海綠色能源并網工程技術研究中心(13DZ2251900);上海市人才發展資金(2012024)

屈克慶(1970—)，男，博士，副教授，研究方向為電力電子技術及其在新能源和電力系統中的應用； 馮苗苗(1992—)，女，碩士研究生，研究方向為新能源發電系統中直流變換器的拓撲研究和控制技術； 趙晉斌(1972—)，男，博士，教授，研究方向為電力電子電路、裝置與系統，電力電子電路的智能化及模塊化控制技術，現代電力電子技術在電力系統中的應用，新能源發電技術。

馮苗苗

10.15938/j.emc.2017.08.004

TM 46

:A

:1007-449X(2017)08-0025-08