基于數字調幅廣播外輻射源雷達的弱目標檢測

趙志欣, 朱斯航, 洪升, 周新華, 王玉皞

(南昌大學 信息工程學院, 江西 南昌 330031)

基于數字調幅廣播外輻射源雷達的弱目標檢測

趙志欣, 朱斯航, 洪升, 周新華, 王玉皞

(南昌大學 信息工程學院, 江西 南昌 330031)

外輻射源雷達面臨嚴重的多徑雜波問題，因此要實現對弱目標的檢測就必須盡可能地抑制直達波、多徑雜波和提高目標的信噪比和信雜比。針對這一問題，在建立新體制雷達空域、時域、頻域信號模型的基礎上，提出一種空域與時域聯合自適應處理技術。通過空域自適應波束形成對強多徑方位形成零陷，針對弱多徑采用基于橫向濾波器的算法從時域上消除。以數字調幅廣播外輻射源雷達為例，結合仿真和實測數據對空域與時域聯合自適應處理技術進行分析，能夠更加有效地檢測出弱目標。研究結果表明：該技術能克服空域自適應波束形成方法自由度不足或雜波噪聲比低導致的雜波零陷深度不夠等缺點，并且能提高目標的信噪比和信雜比。

兵器科學與技術； 外輻射源雷達； 雜波抑制； 自適應濾波； 正交頻分復用波形

0 引言

外輻射源雷達(PBR)，即被動地接收目標反射的非協同式輻射源的電磁信號，利用第三方照射源信號對區域目標進行探測跟蹤的雙/多基地雷達系統。由于該體制雷達本身并不發射能量，因此具有低成本、無輻射、抗摧毀能力強、機動性強等主要優點。隨著數字信號的逐漸普及，數字廣播電視信號得到廣泛的應用，比如高頻(HF)頻段的數字調幅廣播(DRM)、甚高頻(VHF)頻段的中國音頻廣播(CDR)、特高頻(UHF)頻段的中國移動多媒體廣播(CMMB)或數字地面電視(DTMB)等，基于數字廣播電視信號的PBR逐漸受到人們重視并成為新型探測技術的研究重點[1-8]。DRM作為全球統一的數字短波廣播，為HF頻段PBR提供了良好的照射源[9-10]。DRM-PBR工作在HF頻段(3～30 MHz)，具備了無源雷達和HF雷達(超視距反低空突防和反隱身)的多種優點，是一種新型“無源”探測手段[7]。

因為將第三方照射源作為接收信號，PBR不僅要設置監測通道來接收監測通道信號以提取目標回波信號外，也需要設置參考通道接收直達波以獲取參考信號。由于監測陣列天線波束副瓣的影響，監測通道中的目標回波往往被直達波和多徑雜波淹沒，目標回波強度比雜波的強度甚至低到60～100 dB，目標在回波譜上被雜波旁瓣掩蓋。因此，在各種體制的PBR中直達波和多徑雜波抑制(本文統稱為多徑雜波抑制)都是最為重要的問題，要通過多種雜波抑制技術來最大限度地提高目標回波的信噪比和信雜比。文獻[11-12]中采用自適應處理技術從空域上抑制多徑雜波，但對于弱多徑或處于目標主瓣內的強雜波效果不佳。本文提出了一種空域與時域聯合自適應處理技術：首先通過空域自適應波束形成對強多徑方位形成零陷；再針對空域處理的弱點采用基于最小二乘理論的擴展相消雜波抑制算法[13]從時域上消除多徑雜波；最后在DRM-PBR背景下，通過仿真實驗和實測數據驗證了此技術的優越性。

1 信號模型

新一代數字廣播電視信號在調制方式上大都采用正交頻分復用(OFDM)技術，主要是用來有效對抗調幅廣播信道中由于多徑傳播會造成頻率選擇性衰落、多普勒頻率漂移等帶來的惡劣影響。OFDM是多載波傳輸方案的實現方式之一，其方式是將信道分成若干個相互正交的子信道，并將數據分別調至各個子信道進行傳輸，這樣不僅可以節約帶寬又可以實現并行發送數據，增大了傳輸速率。除此之外，由于信道上的信號帶寬小于信道帶寬，這樣就可以避免碼間串擾問題。數字廣播電視系統在利用了OFDM技術外，還采用了預編碼、信道編碼、碼元交織等一系列調制技術。

DRM廣播信號的傳輸以超幀為傳輸單位，每個超幀由Nf個傳輸幀組成，每個傳輸幀又包含Ns個OFDM符號。DRM基帶信號[14]可表示為

(1)

(2)

式中：r為傳輸幀序號；s為符號序號；k為子載波序號；Kmax與Kmin分別為k的上下限；cr,s,k為第r幀中第s個符號內第k個子載波的復調制數據；Tu表示OFDM符號有效部分時間長度，其倒數1/Tu即為載波頻率間隔；Tg表示OFDM符號保護間隔時間長度；Ts表示一個完整OFDM符號時間長度。

PBR陣列接收到的信號主要由直達波、多徑回波(包括無多普勒頻移和含多普勒頻移的雜波)以及目標回波和噪聲組成。假設陣列為P元均勻直線陣，陣元間距為D，直達波及多徑雜波通過一系列離散的靜止散射物來模擬，具有多普勒擴展的雜波與目標回波均可通過一系列帶多普勒頻移的直達波延遲信號來模擬，故將目標與具有多普勒頻移的雜波合并為一項處理，則監測通道第p(p=1,2,…,P)個陣元收到的信號sp(t)可表示為

(3)

式中：d(t)為直達波，是發射信號x(t)的延遲信號；Nc為模擬的零頻多徑個數；NT為目標個數與具有多普勒頻移的雜波個數的總和；Atx、ci和Tm分別為直達波、第i個靜止多徑和第m個目標或含多普勒頻移雜波的復包絡幅度；τci和τm分別為第i個靜止多徑和第m個目標或含多普勒頻移雜波相對于直達波d(t)的時間延遲；θtx、θci和θm分別為直達波、第i個多徑和第m個目標或含多普勒頻移雜波的方位角；λ為工作波長；fd，m為第m個目標或含多普勒頻移雜波的多普勒頻移；np(t)為第p個陣元的噪聲。

2 空域與時域自適應雜波抑制技術

2.1基于最小方差無失真響應波束形成器的空域自適應波束形成算法

最小方差無失真響應(MVDR)波束形成器即保證對期望目標信號方位a(θ0)的增益為常數的條件下，對陣列求取自適應系數W=[ω1(t)ω2(t) …ωN(t)]T，使陣列輸出總功率最小，ω1(t)，ω2(t),…,ωN(t)為陣列自適應權值。此原則下的最優系數表達式為

Wopt=Po,minR-1a(θ0)，

(4)

式中：Wopt為最優權矢量；Po,min為波束形成器的最小輸出功率；R為陣列協方差矩陣，結合(3)式，R=E{SSH}，S=[s1(n)s2(n) …sP(n)]T為接收到的陣列信號。

將(3)式變換為離散信號，則離散的陣列信號可表示為

(5)

式中：δci和δm分別為第i條靜止多徑和第m個目標或含多普勒頻移雜波對應的離散延遲量。

對R=E{SSH}進行特征分解可表示為

(6)

但同時也可看出，空域自適應波束形成方法(以下均簡稱為空域自適應處理)存在的問題是僅能抑制較強的干擾且僅適用于在期望目標方向主瓣內不存在強雜波干擾的情況下，這也是常規空域自適應處理方法普遍存在的缺點。

2.2 基于最小二乘的時域雜波抑制算法

基于最小二乘的時域雜波抑制算法(ECA算法)，利用正交子空間投影理論濾除直達波以及多徑雜波。結合數字廣播電視信號的OFDM特點，本文采用ECA擴展(ECA-C)算法，其在常規ECA算法的基礎上，可充分利用同一載頻下直達波和多徑雜波的時域相關性，提升了對雜波的抑制能力，同時降低了時域濾波時所需的濾波器階數和計算量要求。

假設信道傳輸函數為H(ω)，將數據經過去除循環前綴(CP)以及離散傅里葉變換(DFT)處理后，可將S′變換到載波域下，即監測信號經過空域自適應處理后相應載波k對應的載波域信號向量可表示為

(7)

3 空域與時域聯合自適應處理技術及其性能分析

為了克服常規空域自適應處理技術以及時域濾波算法在弱多徑雜波抑制或目標方向增益不足的問題，提出了一種空域與時域聯合自適應處理技術。這種技術結合了空域自適應處理以及ECA-C的優勢，可增強系統的雜波抑制能力和最大限度提高目標回波的信噪比和信雜比。技術流程圖如圖1所示。

圖1 空域與時域聯合自適應處理技術流程圖Fig.1 Flow chart of space-time domain combination technology

結合仿真對提出的技術進行驗證。仿真參數如下：基本工作參數符合DRM標準B模式，即Nu=256，Ng=64，Ns=15，保護間隔為5.33 ms，有效帶寬為9.7 kHz，工作頻率fR為8.2 MHz；為避免導頻引起的副峰，仿真未考慮導頻影響。模擬實際情況，對目標和多徑雜波的參數設置考慮兩種情況：1)陣列為8元線陣；2)陣列為16元線陣。目標的采樣點延遲δ均為10，多普勒均為第365單元，信噪比均為5 dB，直達波和多徑雜波均共設13個，采樣點延遲為0～12，間隔為1，雜噪比為70 dB至10 dB，間隔為-5 dB，雜波方位角為-30°～30°，間隔為5°；目標方位角均為-40°. 通過8元線陣和16元線陣兩種情況分別檢驗技術降低對雜波抑制空域自由度的要求和對弱多徑的抑制能力。實驗結果如下所示：

1)參數按8元線陣設置，檢驗技術能降低對雜波抑制空域自由度的要求。圖2和圖3分別為對8通道陣列進行空域自適應處理和空域與時域聯合自適應處理后的距離多普勒(RD)譜，可見圖2中由于自由度不足，導致存在未抑制完全的多徑雜波。要說明的是：為了使顯示更加直觀，將功率進行歸一化處理，得到以dB為單位的功率值，將其定義為歸一化功率，后文RD譜的功率處理均是如此；而圖3在采用空域與時域聯合自適應處理后直達波及多徑雜波均被抑制，目標信號凸顯。圖4給出了目標所在距離元的歸一化截面對比結果，取多普勒元第270～第450單元(桔色框內部分)，空域自適應處理后基底的平均歸一化功率為-17.96 dB；空域與時域聯合自適應處理后基底的平均歸一化功率為-22.19 dB. 故經過空域與時域聯合自適應處理后的目標信雜比比僅經過空域自適應處理后的結果高約5 dB.

圖2 只經過空域自適應處理后的RD譜Fig.2 Range Doppler spectrum processed by the proposed spatial adaptive technology

圖3 經過空域與時域聯合自適應處理后的RD譜Fig.3 Range Doppler spectrum processed by proposed space-time domain combination adaptive technology

圖4 目標距離元截面對比圖Fig.4 Comparison of aircraft-range cuts

2)參數按16元線陣設置，驗證技術對于弱多徑的抑制能力。圖5和圖6分別為對16通道陣列進行空域自適應處理和空域與時域聯合自適應處理后的RD譜。在陣列自適應自由度滿足的情況下，對比圖5和圖6，空域自適應處理因為對較弱多徑抑制能力不夠，而空域與時域聯合自適應處理技術對此種情況的弱多徑抑制效果較好，多徑雜波基本被抑制，僅有目標凸顯。圖7給出了目標所在距離元的歸一化截面對比結果，取多普勒元第270～第450單元(桔色框內部分)，空域自適應處理后基底的平均歸一化功率為-31.13 dB；空域與時域聯合自適應處理后基底的平均歸一化功率為-33.55 dB. 故經過空域與時域聯合自適應處理后的目標信雜比較經過空域自適應處理后的結果改善約3 dB.

圖5 只經過空域自適應處理后的RD譜Fig.5 Range Doppler spectrum processed by the proposed spatial adaptive technology

圖6 經過空域與時域聯合自適應處理后的RD譜Fig.6 Range Doppler spectrum processed by the proposed space-time domain combination adaptive technology

圖7 目標距離元截面對比圖Fig.7 Comparison of aircraft-range cuts

4 實測數據處理結果及分析

為了更好地驗證空域與時域聯合自適應處理技術在檢測弱目標上的實用性，將選取DRM-PBR實測數據進行處理。在探測實驗中，實測數據是從一個沿海的DRM-PBR雷達系統中獲取的，該雷達系統接收到的DRM廣播信號基本工作參數符合DRM標準B模式，DRM發射站與PBR接收站間距約為50 km. 工作頻率fR為8.2 MHz. 接收陣列為16元線陣，發射信號主要通過地波傳播模式到達接收陣列。由于在同一陣列上既含有參考通道又含有監測通道，在接收端需將接收陣列波束指向發射站方向從而得到參考信號。分別利用空域自適應處理和空域與時域聯合自適應處理對監測信號中的直達波和多徑雜波進行抑制，再將處理后的目標回波信號與參考信號進行匹配濾波，獲得最終的RD譜，進而檢測到微弱目標。選取整個相干積累處理時間約為120 s(探測艦船模式)，處理結果如圖8～圖11所示。

圖8 未經雜波抑制的RD譜Fig.8 Range Doppler spectrum without clutter rejection

圖9 只經過空域自適應處理后的RD譜Fig.9 Range Doppler spectrum processed by the proposed spatial adaptive technology

圖10 經過空域與時域聯合自適應處理后的RD譜Fig.10 Range Doppler spectrum processed by the proposed space-time domain combination adaptive technology

圖11 目標距離元截面對比圖Fig.11 Comparison of aircraft-range cuts

因為直達波和多徑雜波對目標回波信號的影響，將接收到的監測信號直接與參考信號進行匹配濾波后，發現幾乎無法分辨目標，如圖8所示。圖9和圖10分別給出了只經過空域自適應處理后和經過空域與時域聯合自適應處理后的RD譜。從圖9可見，由于在實測環境下還存在含多普勒頻移的雜波，僅經過空域自適應處理后，仍然存在較強多徑雜波。圖10用空域與時域聯合自適應處理技術同時對靜止的和具有多普勒頻移的多徑雜波進行抑制處理后，第5距離元的目標更加凸顯。圖11給出了兩種雜波抑制后的第5距離元截面對比圖，取多普勒元第91～第143單元(桔色框內部分)，空域自適應處理后基底的平均歸一化功率為-22.37 dB；空域與時域聯合自適應處理后基底的平均歸一化功率為-27.43 dB. 可見經過空域與時域聯合自適應處理抑制后，目標的信雜比較經過空域自適應處理后的結果改善約5 dB.

5 結論

本文結合DRM數字調幅廣播研究了PBR中的弱目標檢測問題，針對PBR中復雜多徑的特點和波形特點，結合陣列信號模型，提出了一種空域與時域聯合自適應處理技術。得出以下結論：

1) 相對于空域自適應處理技術，該技術克服了其自由度不足或雜波噪聲比低導致雜波零陷深度不夠的缺點。

2) 相對于ECA-C算法，該技術增強了目標方向上的增益，使弱目標更加凸顯。

3) 通過仿真以及實測數據發現，經過空域與時域聯合自適應處理抑制后，目標的信雜比較經過空域自適應處理后的結果改善3 dB以上。進一步證明了該空域與時域聯合自適應處理技術的有效性，為PBR的實驗研究提供了理論基礎，該種多徑雜波抑制方法也可用于其他頻段OFDM波形無源雷達上。

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WeakTargetDetectionofDRM-basedPassiveBistaticRadar

ZHAO Zhi-xin， ZHU Si-hang， HONG Sheng， ZHOU Xin-hua， WANG Yu-hao

(School of Information Engineering, Nanchang University, Nanchang 330031, Jiangxi, China)

Passive radar is confronted with serious multipath clutter problem. Therefore, it is necessary to suppress the direct wave and multipath clutter, and improve the signal-to-noise ratio(SNR) and signal-to-clutter ratio (SCR) of target as much as possible. To solve this problem, a space-time domain combination adaptive technology is proposed based on the establishment of spatial, temporal and carrier-domain signal model for passive radar. In the technology, the spatial domain adaptive beamforming is used to get nulling in the direction of strong multipath clutter. And then a transversal filter is designed to eliminate weak clutter. The proposed space-time domain combination adaptive technology is used to process the simulated and measured data by taking DRM digital AM broadcast based passive bistatic radar for example. And it is proved that the proposed technology is practical, which can overcome the shortcomings of insufficient array degree of freedom and the insufficient clutter nulling depth due to low clutter noise rate in the spatial adaptive beamforming method.

ordnance science and technology; passive bistatic radar; clutter rejection; adaptive filter; OFDM waveform

TN958.97

A

1000-1093(2017)11-2159-07

10.3969/j.issn.1000-1093.2017.11.011

2017-03-20

國家自然科學基金項目(61461030)；江西省自然科學基金項目(20161BAB203079、20161BAB212038、20152ACB21008)

趙志欣(1986—)， 女， 講師， 碩士生導師。 E-mail: zhaozhixin@ncu.edu.cn