交直流共用主電路及其控制方法在雙輸出航空靜變電源中的應用*

孫興法, 聶子玲, 朱俊杰, 韓 一, 高 飛

(1. 海軍工程大學 艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室,湖北 武漢 430033；2. 中國船舶工業系統工程研究院 航空系統研究所，北京 100094)

交直流共用主電路及其控制方法在雙輸出航空靜變電源中的應用*

孫興法1, 聶子玲1, 朱俊杰1, 韓 一1, 高 飛2

(1. 海軍工程大學 艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室,湖北 武漢 430033；2. 中國船舶工業系統工程研究院 航空系統研究所，北京 100094)

詳細介紹一種通過交直流變換共用主電路實現同一電源雙路分時輸出的方法，給出了交直流共用主電路的拓撲結構及其工作原理，分析了交流變換五電平載波移相及直流變換級聯移相控制策略。為了在三相交流變換電路的基礎上實現大功率直流輸出，并兼顧各相功率均衡，提出了一種相位角同步的均流控制策略。最后通過試驗實現了同一電源分時輸出交流115 V/400 Hz/100 kVA和直流270 V/80 kW，驗證了所述拓撲結構和控制策略的合理性與可行性。

航空靜變電源;交直流共用主電路;調制策略;均流

0 引 言

目前，航空供電系統主要分為兩大類：一類是115 V/400 Hz的中頻交流供電系統，現在廣泛應用于各種大型民用客機，如波音公司的737、747、777等；另一類是270 V的高壓直流供電系統，現已被美國的F-22、F-35等戰斗機以及波音787等民用飛機大規模采用。然而，目前航空供電系統的供電方式主要是不同電制電能獨立供電，因此為滿足不同用電設備的需求，所配有的航空電源數量和種類都比較多，導致裝置體積大、供電方案復雜，不利于整個系統的穩定運行。

從理論上分析，直流變換器的電能變換可與交流變換器相結合，即在逆變部分與交流變換器共用同一電路，雙路分時輸出交流和直流電能，互不影響，實現交直流電源的一體化。這樣通過一套電源設備提供兩種電能，能夠大大提高電能變換的功率密度和裝置的集成度，減小整個供電系統的體積[1-4]。基于此，本文提出一種交直流共用主電路的雙輸出航空靜變電源裝置，給出交直流共用主電路的拓撲結構和工作原理，詳細分析交流變換五電平載波移相及直流變換級聯移相控制策略，提供一種基于相位角同步的并聯均流控制策略，在實現大功率直流輸出的同時，兼顧各相功率均衡，保證直流并聯輸出的均流特性。最后通過Simulink仿真和試驗實現同一電源交流115 V/400 Hz/100 kVA和直流270 V/80 kW的分時輸出，驗證了所述交直流共用主電路拓撲結構和控制策略的正確性與可行性。

1 交直流共用主電路雙輸出電源工作原理

1. 1 雙輸出電源拓撲結構

圖1 雙輸出電源拓撲結構

如圖1所示為交直流共用主電路的雙輸出航空靜變電源拓撲結構，主要功率單元包括輸入高頻整流單元、逆變單元、輸出整流單元。交流變換拓撲是通過雙H橋在變壓器一次繞組側級聯，可通過五電平調制策略減小輸出諧波含量，二次側三相四線制輸出，各相之間獨立控制，可增強電源帶不平衡負載能力。直流變換拓撲采用經典的隔離式DC-DC變換電路，變壓器及一次側電路與交流共用，雙H橋級聯輸出電壓疊加，可在輸入不控整流的工況下達到直流輸出的電壓等級， 變壓器二次側采用二極管全橋整流，三相并聯輸出，可減小單相開關管的電流應力，并且滿足電源兩倍過載輸出的要求。

1. 2 交流拓撲結構分析

交流變換拓撲結構如圖2所示。假設RA、RB和RC為各相變壓器等效電阻，LA、LB和LC為各相變壓器等效漏感，CA、CB和CC為各相濾波電容，ILA、ILB和ILC為各相電感電流，IAN、IBN和ICN為各相輸出電流，UAN、UBN和UCN為各相輸出電壓，UTA、UTB和UTC為各相PWM輸出電壓。根據基爾霍夫定律可得：

圖2 交流輸出拓撲結構

輸出相電壓方程

(1)

輸出相電流方程

(2)

假設MA、MB和MC為各相PWM輸出電壓的調制比，NTA、NTB和NTC為各相變壓器的變壓比。不考慮諧波分量，則各相PWM輸出電壓表達式：

(i=A,B,C)(3)

在此基礎上，以輸出相電壓和電感電流作為狀態變量，可得三相四線制中頻靜止電源系統的狀態方程表達式：

(i=A,B,C)(4)

由式(4)可知，三相四線制逆變器輸出相電壓相互獨立，每一相的輸出電壓僅與該相輸出電流、變壓器參數、濾波電容及控制信號有關，與其他相不存在耦合關系，驗證了每一相可獨立控制的良好性能，從而有效解決了負載不平衡問題。

1. 3 直流拓撲結構分析

為實現同一電源交直流雙路分時輸出，直流輸出與中頻部分共用主電路拓撲，如圖1所示。其中，變壓器及其一次側與中頻輸出共用，變壓器二次側每相增加全橋整流，實現隔離式DC-DC變換中經典的移相全橋電路。此電路共用方案極大程度減小了航空靜變電源裝置的體積和重量，提高了電源的功率密度。

變壓器一次側采用雙H橋級聯，輸出電壓幅值疊加，二次側通過全橋整流后三相并聯輸出，可以達到270 V直流輸出的效果。并聯輸出提高了電源的功率等級，同時也減小了開關管所承受的電壓和電流應力。

2 調制策略

2. 1 五電平載波移相PWM調制策略

中頻輸出采用單極性倍頻SPWM調制的思想。單極性SPWM具有消除低次諧波、使諧波分量高頻化的特點，在不提高每個橋臂開關頻率的前提下，將最低次諧波頻率提高到兩倍載波頻率附近，更容易濾除。

如圖3所示為中頻靜止電源逆變部分單相拓撲結構。兩個400 Hz的H橋逆變器分別連接到相同的變壓器T1和T2，并通過變壓器二次側串聯，實現電壓幅值的疊加。在每個H橋內部采用單極性倍頻SPWM調制策略，兩個H橋逆變器的載波互差90°，輸出電壓幅值疊加后達到4倍頻工作的效果，得到五電平相電壓波形。這樣在保證較低開關頻率的同時，有效降低了輸出電壓的諧波含量，提高了供電質量。圖3中S1～S8為IGBT開關器件，C1為直流側支撐電容，C和L分別為交流側濾波電容和變壓器等效漏感。記U1為直流側電壓，NT為變壓器的變壓比，B1、B2、B3和B4分別為上下H橋的左右橋臂。根據單極性倍頻SPWM調制策略的原理，對于上H橋，用一組相位相反的等腰三角波作為左右橋臂的載波，與正弦調制波相比較，生成兩組兩兩互反的PWM調制信號，驅動上H橋的4個開關器件即IGBT；而對于下H橋，將上H橋的載波平移90°后與正弦調制波相比較，生成對應的PWM調制信號，驅動下H橋的4個開關器件。其中UC1、UC2、UC3和UC4分別為B1、B2、B3和B4橋臂的載波，Ur為調制波。此時，每個H橋的輸出為三電平(U1、0、-U1)PWM波形，兩個H橋輸出相加后生成五電平PWM波形。如圖4所示，上圖為載波和參考波波形，下圖為五電平PWM調制波形。

圖3 中頻靜止電源逆變單相拓撲結構

圖4 五電平載波移相PWM調制波形圖

圖5 對稱規則采樣

下面以橋臂B1為例，分析五電平載波移相PWM輸出電壓的表達式。如圖5所示，采用對稱規則采樣，采樣角頻率等于載波角頻率ωs。假設參考波表達式為

US1=UMsin(ω0t)(5)

式中：UM——參考波幅值；

ω0——參考波角頻率。

橋臂B1的載波表達式為

UC1=

式中：UC——載波幅值；

ωs——載波角頻率。

根據圖5計算可得對稱采樣點：

(7)

因此可得橋臂B1輸出電壓表達式：

(8)

對UB1進行傅里葉展開[5]，可得

(9)

由于在H橋中采用的是單極性倍頻SPWM調制方法，此時左右橋臂載波相位互差180°，若固定載波相位不變，相當于參考波反相，由此可得橋臂B2輸出電壓為

UB2=UB1(ω0t-π)(10)

上H橋輸出電壓為

UHT=UB1-UB2(11)

由于級聯H橋之間采用載波移相控制技術，上下H橋載波相位互差90°，由此可得下H橋輸出電壓為

(12)

上下H橋輸出在變壓器二次側串聯實現疊加，可得PWM輸出電壓為

(13)

根據上述公式推導可得

sin[2Mnπsin(ω0t)]cos(4nωst)(14)

2. 2 移相角同步并聯均流控制策略

圖6 直流輸出單相拓撲結構

對于直流輸出，其逆變部分采用載波移相控制的思想。如圖6所示為直流輸出單相拓撲結構，現以其逆變部分單相的上H橋為例，分析移相全橋逆變電路的工作原理。根據傳統方波控制理論可知，同一橋臂上下兩個開關管的驅動信號是互反的，并且S1、S4同時導通時輸出電壓UAB為+U1，S2、S3同時導通時輸出電壓UAB為-U1，S1、S3同時導通或S2、S4同時導通時輸出電壓UAB為0。也就是說，只有對管(成對角線的兩個開關管)同時導通時，H橋才有非零輸出。因此，在一個開關周期內，如果改變占空比，并且保持對管同時導通的時間不變，那么逆變橋的輸出不會發生變化；只有改變對管導通的重疊時間，才能使逆變橋開關管導通的有效占空比發生變化，從而改變輸出電壓。因此，可以通過控制對管開通時的相位差來改變對管同時導通所對應的相位角，從而改變逆變橋的輸出電壓，即移相控制[6-7]。移相控制減小了逆變橋開關器件所受的電壓和電流應力，降低了開關損耗，提高了電源效率，并且輸出平波電感及濾波電容的體積和重量也大大減小。

對于如圖6所示的直流輸出單相拓撲，逆變橋由超前橋臂(開關管S1和S2、開關管S5和S6)和滯后橋臂(開關管S3和S4、開關管S7和S8)組成，超前橋臂超前于滯后橋臂的相位角為α，α即移相角，通過控制移相角來改變開關管的開通時刻，改變對管同時導通的相位角，從而調節逆變橋輸出電壓的大小，最終實現對直流輸出的調節。其逆變部分工作波形如圖7所示，從上到下依次對應圖6中的UAB、UCD和UEF。可以看出，H橋移相控制輸出交流方波電壓，經過變壓器降壓后幅值降低，兩個H橋級聯后幅值疊加。

圖7 直流輸出逆變部分單相工作波形

為實現大功率輸出，同時兼顧雙輸出航空靜變電源所采用器件的功率等級，直流輸出部分采用三相并聯，即逆變器三相輸出分別與三個全橋整流模塊相連接，得到三相直流的并聯輸出。考慮到直流變換器并聯可能會因為各支路元器件參數和接線差異等原因導致分流不均，使得某一支路所承受的電流過大，承受功率超過其額定功率，造成器件損壞甚至更嚴重的事故，本文提出了一種基于移相角同步的均流控制策略。如圖8所示，A相控制器采集干路輸出電流并反饋給B相控制器和C相控制器，該電流值作為B相和C相均流環的參考電流。同時，A相控制器將閉環控制所產生的移相角反饋給B相控制器和C相控制器，實現相位角的同步即輸出電壓均衡。這樣，相位同步和均流環同時作用，保證了直流并聯輸出良好的均流特性。

圖8 移相角同步均流控制策略流程圖

3 雙輸出航空靜變電源樣機試驗

根據上述雙輸出航空靜變電源裝置的原理，設計并搭建100 kVA的雙輸出航空靜變電源樣機，該樣機主要模塊包括：輸入整流模塊、逆變模塊、變壓器模塊、全橋整流模塊、LC濾波模塊和負載模塊。通過該樣機進行試驗，驗證上述交直流共用主電路的雙輸出電源原理的正確性和工程的可行性。

3. 1 115 V/400 Hz交流輸出試驗

輸入380 V/50 Hz交流電，采用PWM高頻整流獲得直流母線電壓，以保證在規定范圍內輸入電壓的變化下，保持穩定的額定電壓輸出；直流母線電壓連接至雙H橋級聯型的逆變器；控制器執行五電平載波移相PWM調制策略，以獲得期望的中頻輸出，同時通過多重PR控制算法[8]抑制交流輸出的諧波含量；逆變器輸出通過變壓器二次側接至LC濾波器。如圖9所示為交流試驗的輸出波形，突加負載時，瞬態電壓跌落60 V，電壓恢復時間為15 ms；突卸負載時，瞬態電壓升高70 V，電壓恢復時間為10 ms?？梢钥吹?，交流輸出具有良好的瞬態特性，突加突卸負載時，電壓波形比較穩定，且瞬態電壓恢復時間很短。

如圖10所示為交流輸出的諧波特性?？梢钥吹?，輸出電壓總諧波失真THD=0.8%。這說明五電平載波移相PWM調制策略和多重PR控制算法對抑制諧波是非常有效的，達到了工程設計的要求。

圖10 交流輸出諧波特性

3. 2 270 V直流輸出試驗

輸入380 V/50 Hz交流電，采用PWM高頻整流獲得直流母線電壓；直流母線電壓連接至雙H橋級聯型的逆變器；控制器執行移相PWM調制策略，以獲得期望的直流輸出；逆變器輸出經變壓器二次側連接至二極管不控整流模塊；整流輸出經LC濾波后三相并聯輸出，提高電源功率等級，減小元器件所受的電壓電流應力；控制器執行基于移相角同步的并聯均流控制策略，解決直流并聯分流不均的問題。圖11所示為試驗輸出波形：突加負載時，瞬態電壓跌落57 V，電壓恢復時間為20 ms；突卸負載時，瞬態電壓升高27 V，電壓恢復時間為40 ms。可以看到，直流輸出電壓脈動小，突加突卸負載時，瞬態恢復時間較短，并且具有較強的過載能力。

圖11 直流試驗起動負載突加突卸輸出波形

4 結 語

交直流共用主電路的雙輸出航空靜變電源能夠實現交直流電源的一體化，大大減小了航空靜變電源的體積和重量，提高了電源的功率密度。本文給出交直流共用主電路的雙輸出電源拓撲結構，詳細分析其工作原理，對中頻輸出和交流輸出分別給出了較優的調制策略，針對直流并聯所帶來的均流問題設計了并聯均流控制策略。最后通過仿真和試驗驗證了理論上的正確性和可行性，實現了航空靜變電源的交直流雙路分時輸出。

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ApplicationofAC/DCElectricalSourceSharingtheSameMainCircuitandItsControlMethodinDouble-OutputAeronauticalPowerSupply*

SUNXingfa1,NIEZiling1,ZHUJunjie1,HANYi1,GAOFei2

(1. National Key Laboratory for Vessel Integrated Power System Technology, Naval University of Engineering,Wuhan 430033, China;2. Aviation System Research Dept. of System Engineering Research Institute, Beijing 100094, China)

A method to achieve the time-sharing output of the same power based on AC/DC electrical source sharing the same main circuit was introduced. The topology of main circuit and its working principle were given. The five-level carrier phase-shifting modulating strategy of AC transform and the cascaded phase-shifting control strategy of DC transform were analysed. A phase-angle-synchronous current balancing control strategy was proposed, in order to realize high power DC output and the balance of the power of each phase on the basis of three-phase AC converter. Experimental results were obtained with time-sharing 115 V/400 Hz/100 kVA AC output and 270 V/80 kW DC output based on the same power supply, which verified the rationality and feasibility of the topology and control strategy.

aeronauticalstaticvariablepowersupply;ACandDCsharedmaincircuit;modulationstrategy;currentbalance

國家自然科學基金項目(51407189)

孫興法(1994—)，男，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。

聶子玲(1975—)，男，教授，研究方向為電力電子與電力傳動。

朱俊杰(1984—)，男，副教授，研究方向為電力電子與電力傳動。

TM 301.2

A

1673-6540(2017)12- 0006- 06

2017 -05 -03