基于DSP的永磁同步電機控制系統硬件設計*

胡 宇, 張興華

(南京工業大學 電氣工程與控制科學學院，江蘇 南京 211816)

基于DSP的永磁同步電機控制系統硬件設計*

胡 宇, 張興華

(南京工業大學 電氣工程與控制科學學院，江蘇 南京 211816)

以小功率永磁同步電機(PMSM)為研究對象，結合數字信號處理器TMS320F2812功能特點，給出了一套PMSM驅動控制系統硬件設計方案。詳細闡述了功率驅動主電路、反饋信號檢測電路以及供電電路的設計，介紹了主要元器件選型和參數計算方法。基于設計的硬件平臺，對PMSM調速控制系統進行了測試。試驗結果表明，所設計的控制系統硬件設計可靠、性能穩定、控制精度高。

永磁同步電機；功率驅動主電路；信號檢測電路

0 引 言

永磁同步電機(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)因其體積小、損耗低、功率密度高和效率高等優點，在機械制造、工業控制、航空航天等領域得到廣泛應用[1]。PMSM通常需要相應的控制器驅動運轉，才能更好地發揮其優越的性能。隨著電力電子技術和計算機技術的進步，尤其是具有較高計算能力的數字信號處理器(DSP)的出現，使得實現高性能的PMSM控制系統成為可能[2-4]。對于PMSM驅動控制系統而言，高性能控制算法固然重要，但優良的驅動器硬件設計則是其實用化的關鍵。

目前中小功率PMSM驅動器大多以DSP或單片機作為主控制芯片，采用IGBT或IPM作為功率驅動單元[5-6]。DSP相較于單片機擁有更高的運算處理能力，部分系列的DSP芯片面向數字控制、運動控制領域。相較于使用IGBT分立器件，以集成功率模塊IPM構成主電路功率驅動單元，可簡化驅動和保護電路的設計，大大提高系統的可靠性和安全性。本文針對小功率內置式PMSM，給出了一種基于DSP+IPM結構的PMSM驅動系統實現方案，詳細闡述了系統的硬件組成和具體設計方法，并對驅動控制器的性能進行了試驗測試。

1 控制系統的硬件組成

PMSM驅動控制系統的硬件結構如圖1所示。

圖1 PMSM控制系統結構框圖

控制系統硬件部分主要由控制電路與功率驅動電路構成，同時輔以信號檢測電路和開關電源模塊。在控制電路與功率驅動電路之間需要加入光耦隔離電路，防止功率驅動電路高壓側對控制電路產生干擾。控制電路采用TMS320F2812數字信號處理器為主控芯片，為逆變器提供6路PWM信號，其外圍電路主要包括芯片供電電路，A/D、D/A轉換電路等。功率驅動主電路采用交-直-交拓撲結構，在單相整流橋接口端輸入220 V/50 Hz的交流電，整流后經大容量的電解電容穩壓濾波，得到平穩光滑的直流電。逆變器采用智能功率模塊(IPM)，利用內部功率開關器件的通斷將直流電變換為頻率和幅值可變的三相交流電源，驅動電機運行。

2 主功率電路設計

系統主功率電路包含整流、濾波、逆變三個部分，如圖2所示。

圖2 主功率電路

2. 1 整流電路

由于系統使用小功率內置式PMSM，故整流部分采用了單相整流方式。整流橋輸入220 V的交流電壓后，整流橋堆的二極管所承受反向最大電壓為310 V左右，考慮2倍裕量以及直流母線電壓10%波動，則整流模塊的額定電壓值需高于682 V。電機的額定電流為5 A，由于電機起動時瞬時電流可達到額定值的5～7倍，故系統最終采用額定電壓1 000 V、額定電流35 A的整流橋KBPC3510。

2. 2 軟起動電路

在圖2中，R1為水泥電阻，作為軟起動限流電阻，U1為繼電器，并聯在R1兩端，C2、C3為大容量電解電容，OPEN為控制繼電器開關信號。由于大容量濾波電容的存在，在初始上電瞬間，功率驅動回路近似短路，會產生很大的充電電流，需采用限流電阻來保護電路[7]。由于暫態過程持續時間很短，限流電阻功率可以選擇小一些，系統實際采用200 Ω/20 W水泥電阻串聯至直流母線中，有效減少了大電流對主回路的沖擊。軟起動上電邏輯(由DSP軟件實現)是：上動力電時須經過軟起動限流電阻R1給電容充電，在檢測到有動力電后，經過500 ms的延時將繼電器閉合。

2. 3 濾波電路

直流環節采用大電解電容來穩壓濾波，電容容量的計算可從吸收紋波能量的角度出發，在半個周期內，輸出能量等同于電容從谷點電壓Uv充電到電網峰值電壓Up存儲的能量，采用公式：

(1)

式中：P0——電機額定功率；

f——電網頻率；

Uv——谷點電壓；

Up——峰值電壓。

要求紋波電壓峰值小于40 V，即：

Uv=311-40=271 V，計算可得：C=1 116.84 μF。

經整流、濾波后的母線電壓最大值約為310 V，綜合考慮電解電容的耐壓值和容量，本系統選取兩個450 V/560 μF的電解電容并聯在直流母線之間，如圖2中C2與C3。由于大電解電容的卷層電感較大，對高頻無效，故本系統采用了1 000 V/0.15 μF無極性電容，即圖2中C1，可有效濾除高頻紋波。

2. 4 逆變電路

智能功率模塊(IPM)擁有保護電路功能齊全、控制驅動簡單等諸多優點，廣泛應用于伺服電機領域[8]。本文選用三菱公司的智能功率模塊PS21865設計了逆變器，內部結構如圖3所示。最大電流為20 A，最高阻斷電壓為600 V，輸出功率為1.5 kW，開關時間為ton=1.3 μs，toff=1.6 μs，完全滿足了系統運行要求。PS21865內部集成6個IGBT，P、N為直流母線輸入接口，U、V、W為逆變輸出端，接至PMSM的定子繞組，UUP1為U相上橋臂驅動電源，UUPC為U相上橋臂電源地，Up為驅動信號輸入端，Fo為故障信號輸出端。

圖3 IPM內部電路

3 信號檢測電路

系統控制采用的TMS320F2812芯片是美國德州儀器(TI)公司推出的一款32位定點高速數字信號處理器。TMS320F2812運算速度高，可達150 MHz，且應用功能豐富，在電機及其他運動控制領域被廣泛應用[9]。在電機閉環控制中，電機的運行參數采集至關重要。本文設計了信號檢測電路，包括對定子相電流、母線電壓、轉速的檢測，并獨立設計了D/A和A/D轉換模塊。

3. 1 A/D轉換電路

TMS320F2812內部已集成了ADC轉換模塊，但精度不高。為獲得更高的控制精度和更快的轉換速率，運用DSP通用I/O口外接了AD7606芯片[10]。AD7606為8通道、16位的高速AD轉換芯片，每個通道均能以200 kb/s的速率同時采樣，并具有高速并行接口，AD轉換電路如圖4所示。

AD7606采用5V電源供電，并支持雙極性輸入，芯片內部有2.5 V的基準電壓源，并可通過軟件和芯片的第8號引腳來選擇輸入模擬電壓的范圍，本文選取±5 V的輸入范圍。當CONVST引腳被軟件觸發高電平時，AD轉換開始，數據轉換結束后，AD7606的BUSY電平被拉低，通過軟件程序可一次讀取8個通道的轉換結果。

圖4 AD7606數模轉換電路

3. 2 D/A轉換電路

運用DSP的串行外設接口(SPI)外接了AD5734芯片，設計了DA轉換模塊。該模塊的作用可以將DSP采集的數字量的電機運行參數轉換成模擬量輸出。通過示波器可以顯示電機轉速、轉矩、相電流等波形，便于直觀地了解試驗結果。

AD5734是一種具有4通道、14位、串行輸入、電壓輸出的數模轉換器，可采用單電源或正負雙電源供電。同時內置輸出放大器、基準電壓緩沖器以及專有上電/省電控制電路。系統采用了±12 V電源供電，滿量程輸出范圍設置為±10 V，通過軟件程序設計可一次輸出4個通道試驗波形。

3. 3 定子電流檢測

試驗所用的PMSM定子是Y型連接法，滿足ia+ib+ic=0的關系，所以只需檢測2相的定子電流。以U相為例，圖5為定子電流采樣電路圖。

圖5 定子電流采樣電路

本系統對定子電流采集使用霍爾傳感器CS040GT，其一次側輸入額定電流為±40 A，二次側輸出額定電壓為1.5～3.5 V。圖6為電流傳感器的檢測電流Iin與輸出電壓Uout之間的關系曲線。將輸出的電壓經過調理電路送至AD7606，通過相應的軟件程序計算，可得到實時的定子相電流。

圖6 一次側電流與二次側電壓的關系曲線

由圖7的關系曲線可得出：

Uout=0.025Iin+2.5(2)

3. 4 母線電壓檢測

在系統程序算法中需要用到的U、V、W三相定子電壓，可以通過檢測直流母線電壓，并根據逆變器開關狀態精確地計算出來。由于檢測的電壓是直流電壓，故系統采用電阻分壓的采集方法。母線電壓采集電路如圖7所示。

圖7 母線電壓采集電路

根據直流母線電壓的取值范圍，系統選擇2個分壓電阻為R56=150 kΩ，R57=510 Ω，其中R56為功率電阻，R57為一般的貼片電阻。母線電壓分壓過后經過一個電壓跟隨器，起到隔離和阻抗匹配的作用。圖7中HCNR201為高線性模擬光電耦合器，作用為隔離高電壓側與采樣調理電路。其引腳1、2為隔離信號的輸入，引腳3、4為反饋引腳，5、6為輸出引腳，通過電阻R61、R67可調整輸入電壓Uin與輸出電壓Uout的關系式：

Uout/Uin=K·R67/R61(3)

式中：K——HCNR201的恒定增益，一般為1±0.15。本系統選取R61=R67=30 kΩ，即放大倍數為1。

輸出信號經隔離后送入AD7606的采樣通道，并在AD7606中將模擬信號轉換為數字信號送入TMS320F2812做軟件算法運算。

3. 5 轉速檢測

在高性能的伺服系統中，對調速的范圍、調速的精確度要求較高，而且對轉速測量的分辨率與抗干擾性也有一定的要求，一般轉速的測量可通過編碼器來實現。考慮使用的是PMSM，故運用DSP的QEP模塊設計了混合式編碼器接口。

混合式編碼器輸出信號有相位互差90°的A、B脈沖信號，方波脈沖A用來確定電機轉速，兩者共同作用可確定電機旋轉方向。此外，還有4路用來轉子定位的U、V、W、Z信號。U、V、W三組脈沖信號互差120°，并將轉子的電角度空間分為6個扇區，在不同的扇區都對應1個3位二進制數，所以轉子會有正負30°的誤差。電機轉子每轉一圈時，混合式編碼器會發出一個高電平脈沖，即Z信號，該信號可用來清除微處理器的計算器，防止誤差累積，也可用來做轉子位置的校正。如圖8所示為混合式編碼器的輸出信號示意圖。

圖8 混合式編碼器的輸出信號

編碼器的A、B、Z分別接DSP的CAP1、CAP2、CAP3引腳。本文采用2 500線的混合式編碼器，經四倍頻后電機轉一圈DSP接收10 000個脈沖信號。利用M法測速[11]，在一個周期中斷時間t內電機轉過的角度θ為

(4)

式中： T2CNT——QEP計數器。

在一個很短的周期t內速度幾乎不變，因此電機的轉速nr為

60 r·min-1(5)

4 系統供電方案

PMSM驅動系統是強弱電混合的系統，各模塊需要用到相互隔離的直流電源進行供電[12]。為了保證驅動器工作狀況良好，在分析了各模塊的基礎上，給出了各種控制電源如下：+5 V(主控芯片以及各類數字芯片)，±12 V(模擬電路電源)、4路+15 V驅動電源(IPM控制電源以及上下橋臂驅動電源)。為此，設計了開關電源模塊，對整個驅動系統中的各類芯片進行單獨供電。在功率驅動部分，設計了24 V控制電接口，采用XY-S-75-24直流開關電源將220 V工頻交流電轉換成24 V直流電，繼而采用LM2576穩壓芯片，將24 V直流電轉換成5 V供各類芯片使用；采用F2415S-2W變換器將24 V直流電轉換成15 V直流供IPM使用。在控制器部分，采用了型號WRA2412YMD-6W電源模塊將24 V直流電轉換成+12 V、-12 V模擬電供D/A轉換芯片使用。

此外，TMS320F2812控制芯片工作電壓分為3.3 V的I/O電壓和1.9 V的內核電壓，因此設計了控制芯片供電電路。在控制板上采用TPS767D301電源芯片。該芯片電壓精度高，輸入5 V電壓，提供兩路輸出電壓：一路穩定的3.3 V電壓，另一路在1.5～5.5 V內可調整的電壓，兩路電壓供電順序可通過芯片使能引腳電平高低來實現。具體電路設計如圖9所示。

圖9 控制芯片供電電路

TPS767D301輸入5 V電壓并將3.3 V電壓使能引腳拉低，供電電路會建立3.3 V的電壓，此時三極管Q1從截止關斷到飽和導通，使另一路的可調整電壓的使能引腳從高電平拉至低電平，通過合適的取樣電阻可輸出1.9 V電壓，可調電壓式：

(6)

式中：Uref=1.224 6 V，本文選取R23=18.2 kΩ,R24=33 kΩ，由此可得到1.9 V的穩定電壓。

5 試驗結果

為了檢測所設計的PMSM驅動控制器性能，搭建了電機控制系統平臺。試驗采用了1.3 kW內置式PMSM作為控制對象，同時連軸1.5 kW直流發電機作為負載。系統采用了PMSM矢量控制策略，由SVPWM算法產生PWM脈沖信號，經光耦隔離后，驅動逆變器輸出電壓控制PMSM運轉。軟件調試在CCS v3.3開發環境下完成。電機參數如下：額定電壓220 V，額定電流5 A，額定功率1.3 kW，額定轉矩5 N·m，額定轉速2 500 r/min。

試驗中設置PWM頻率為10 kHz，死區時間為3.8 μs，電流電壓采樣周期為100 μs，轉速控制周期取為1 ms。速度環PI調節器Ksp取3.5，Ksi取0.02，Q軸電流環PI調節器Kqp取9.3，Kqi取0.2，D軸電流環PI調節器Kdp取63，Kdi取0.36，轉矩輸出限幅設為5 N·m。實際輸入的單相交流電為調壓器調壓后的150 V。

在給定轉速為750 r·min-1、定子磁鏈恒定條件下，使用Tektronix公司的TDS2014B型示波器采集了電機矢量控制的試驗波形，如圖10所示。圖10中從上至下分別為轉速、轉矩、直流母線電壓、a相電流及穩態電流波形。試驗中轉速響應上升時間約為600 ms，超調量、穩態誤差均很小，轉矩脈動小，可看出系統調速的動、靜態性能良好；母線電壓輸出波形穩定，幾乎無脈動，穩壓效果好；相電流波形符合正弦規律變化，效果理想。

圖10 矢量控制試驗波形

6 結 語

本文針對小功率內置式PMSM，以TMS320F2812和IPM為核心設計了PMSM驅動控制試驗平臺。采用矢量控制方法對電機進行閉環調速試驗，系統的動、靜態控制性能優良，表明該驅動控制系統硬件設計合理、可行。該系統的硬件結構簡單、工作穩定可靠，設計的片外A/D和D/A轉換電路，不僅提高了控制精度，而且可方便直觀了解試驗結果，為進一步研究PMSM的高性能控制算法提供了有利條件。

[1] 唐任遠.現代永磁電機理論與設計[M].北京: 機械工業出版社,1997.

[2] BHASKARA R N, VENNAM M, CHAUDHARI M A. Implementation of FOC control for PMSM Motor using IPM and MICRO-2812[J].History,2015,45(206): 25-31.

[3] 紀艷華,錢佳利.基于DSP和FPGA的全數字永磁同步電機伺服系統的設計[J].電機與控制應用,2014,41(3): 28-31.

[4] 陳曉麗,何林娜,梁大強,等.基于DSP的雙閉環永磁同步電機控制系統設計[J].電力電子技術,2011,45(11): 115-117.

[5] 苗儉威,王英.基于DSP+IPM的異步電機直接轉矩調速系統設計[J].電氣自動化,2015,37(3): 1-2.

[6] 倪超,謝超,李灝.基于DSP的交流異步電機高精度調速系統設計[J].現代電子技術,2010,24(5): 196-199.

[7] 鐘瑞艷,曾毅,張曉,等.基于TMS320LF2407的電機軟啟動器的研制[J].機電一體化,2009(1): 54-56.

[8] 張淑敏,張存山,王勝博,等.基于三菱IPM模塊的外圍接口電路設計[J].電子元器件應用,2012,14(8): 18-21.

[9] 祝貞鳳,王旭.一種DSP芯片外圍電路設計[J].電子工程師,2007,33(4): 36-37.

[10] 吳騫.AD7606在電力系統參數采集中的應用與設計[J].電子世界,2012(11): 68-69.

[11] 文曉燕,鄭瓊林,韋克康,等.增量式編碼器測速的典型問題分析及應對策略[J].電工技術學報,2012,27(2): 185-188.

[12] 高宏偉,王旭東,金寧治.永磁同步電機驅動器開關電源系統的設計[J].自動化技術與應用,2011,30(3): 106-109.

HardwareDesignofPermanentMagnetSynchronousMotorControlSystemBasedonDSP*

HUYu,ZHANGXinghua

(College of Electrical Engineering and Control Science, Nanjing Tech University, Nanjing 211816, China)

Based on the controlled object of small power permanent magnet synchronous motor (PMSM), combined with the main features of digital signal processor TMS320F2812, an overall hardware design scheme had been put forward for the PMSM drive control system. Design of the power driven main circuit had illustrated, signal detection circuit and power supply circuit in detail, meanwhile introduced the main components selection and parameters calculation method. Based on the designed hardware platform, the control system of PMSM had been performed a functional test . Experimental results showed that the hareware design of control system had good reliability with stable performance and high control precision.

permanentmagnetsynchronousmotor(PMSM);powerdrivenmaincircuit;signaldetectioncircuit

國家自然科學基金項目(51477073)；江蘇省自然科學基金項目(BK20161549)

胡 宇(1992—)，男，碩士研究生，研究方向為電機驅動控制。

張興華(1963—)，男，博士，教授，研究方向為電機驅動控制、復雜系統控制。

TM 351

A

1673-6540(2017)12- 0019- 06

2017 -03 -13