數(shù)字控制的移相全橋變換器均流實現(xiàn)

姜婷婷 劉曉東

（1.銅陵學院，安徽 銅陵 244061；2.安徽工業(yè)大學，安徽 馬鞍山 243002）

一、引言

開關電源并聯(lián)均流技術利用多模塊共同分擔負載功率，每個模塊只需提供功率的1/N，從而減小了功率器件的承受的熱應力和電氣應力，提高了系統(tǒng)可靠性，并能縮短開發(fā)周期和降低生產(chǎn)成本[1]。移相全橋變換器因其顯著特點，目前已經(jīng)在中大功率場合得到了廣泛的應用[2][3]。

對于移相全橋變換器并聯(lián)均流系統(tǒng)，模擬控制方面李旭東等人[4]采用專用的芯片UC3875來實現(xiàn)移相，雖高效可靠，但控制精度不夠；數(shù)字控制方面曾敏等人[5]采用CAN總線通訊的自動選主主從均流法，但CAN總線仍存在不可預測性出錯和信道出錯等漏洞。而本文選用32位單片機STM32F207[6]，此控制器具有2個DMA控制器，提供存儲器和存儲器之間或外設和存儲器之間的高速數(shù)據(jù)傳輸。通過DMA實現(xiàn)數(shù)據(jù)快速傳輸，無需CPU的干預，這就節(jié)省了CPU的資源，可減小數(shù)據(jù)采樣對控制算法程序執(zhí)行時間的占用，有效改善均流數(shù)據(jù)獲得和處理的實時性，提高均流控制精度。

因此本文提出了一種適用于數(shù)字均流控制的快速采樣方法，適用于用單個控制器同時實現(xiàn)2個或以上電源模塊并聯(lián)均流控制。最后利用計數(shù)延時法[7]進行了雙移相全橋變換器平均電流三環(huán)控制法[8]均流實驗，實驗結果說明此方法實現(xiàn)均流是可行的，且操作方便高效，均流誤差達到要求。

二、數(shù)字均流原理及其分析

基于計數(shù)延時法的雙模塊 (移相全橋變換器)數(shù)字均流控制電路結構由主電路，驅動電路，信號調理電路及數(shù)字控制電路四部分組成，如圖1所示。主電路為全橋變換器基本拓撲，其中模塊1超前橋臂為Q1和Q3，滯后橋臂為Q2和Q4，模塊2四個橋臂分別為Q5、Q6、Q7和Q8，Q1和Q3分別超前Q4和Q2一個相位，即移相角θ(0。～180。)，通過調節(jié)各模塊移相角來調節(jié)對應模塊輸出電流和電壓值。另外，為防止每個橋臂的上下開關管直通，上下開關管180。互補導通時需插入死區(qū)時間[9]。

信號調理電路負責將電路的電壓和電流檢測量采樣處理后輸入數(shù)字控制器。因STM32F207的DMA控制器，每個DMA控制器各有7個通道，每個通道專門用來管理來自于一個或多個外設對存儲器訪問的請求，各個請求的優(yōu)先級可以通過軟件編程設置，且可編程的數(shù)據(jù)傳輸數(shù)目最大為65536。則2個移相全橋變換器輸入端和輸出端并聯(lián)在一起，需對輸出電壓Vo，Vo輸出電流Io1和Io2隔離采樣后送入控制器的輸入引腳進行模數(shù)轉換(ADC)，采樣后的數(shù)據(jù)通過DMA控制器直接從外設ADC傳輸?shù)酱鎯ζ?，可實現(xiàn)數(shù)據(jù)的快速傳輸。

圖1 數(shù)字均流并聯(lián)移相全橋變換器控制系統(tǒng)結構框圖

每個電源模塊都有相應的控制部分，均流控制策略采用平均電流法三環(huán)控制，其中均流環(huán)和電壓環(huán)調節(jié)的同時也會使得輸出電流的穩(wěn)態(tài)精度有所下降，需設置均流環(huán)和電壓環(huán)動態(tài)調節(jié)的范圍，使均流環(huán)與電壓環(huán)誤差之和保持在容許范圍內[10]，三環(huán)補償均采用傳統(tǒng)位置式PID控制算法，最終PID調節(jié)輸出進行限幅，以免PID調節(jié)輸出的值過大，對系統(tǒng)造成危害，最后電流環(huán)輸出后的值經(jīng)過移相PWM控制環(huán)節(jié)，但給定的值需限定在移相角計數(shù)值數(shù)量級上，另外通過配置控制器主從定時器，設置計數(shù)延時時間(決定移相角大小)，但具體值需要進行調整，以保證移相角在0。到180。范圍內，可在線調整，最后利用計數(shù)延時法來調整各個模塊θ大小來調節(jié)各個模塊輸出電流，完成均流控制。

三、移相PWM波產(chǎn)生

(一)主電路驅動信號設計

STM32F207控制器實現(xiàn)雙移相全橋變換器均流控制時，需用到6個定時器，分別為2個高級定時器1和8(TIM1和TIM8)和4個通用定時器，采用兩種移相角產(chǎn)生方案[7]，其中模塊1采用高級定時器，模塊2結合采用了高級和通用定時器。

模塊1的四路PWM波產(chǎn)生中，TIM1為主定時器，TIM8為從定時器，TIM1通道2(TIM1_CH2)為移相角產(chǎn)生通道，寫入通道TIM1_CCR2的值CCR1_Val決定模塊1移相角大小。模塊2的四路PWM波產(chǎn)生中，超前臂的控制信號與模塊1來源相同，都是由TIM1通道1產(chǎn)生，只不過寫入TIM1_CCR2的值定義變量CCR1_Val1表示。對于滯后臂Q4，TIM4通道1作為滯后臂的下橋臂PWM輸出，選用TIM3作為TIM4的主定時器，寫入TIM3_CCR2的值CCR1_Val2決定模塊2移相角大小，而對于另一路與之互補輸出PWM波的產(chǎn)生，配置TIM2為主定時器，TIM5為從定時器，且寫入TIM2_CCR2的移相角設定值需比CCR1_Val2大半個開關周期值(1/2(Period-1))(其中Period為周期值)，以實現(xiàn)滯后臂Q4與Q2的互補。

(二)移相角參數(shù)調整以及數(shù)字移相精度

表1 移相角計數(shù)值調整結果

因移相角為0°～180°，如表1，選取單模塊工作時的移相角計數(shù)值調整結果，計算對應的數(shù)字延遲量為(475.44-45.54)≈430，則移相精度為：

即計數(shù)器計數(shù)每增加或減小1，則移相角改變0.42°。而此時最小移相占空比Dmin為：

可實現(xiàn)較高均流精度。

四、信號采樣和軟件實現(xiàn)

數(shù)字采樣不可能達到實時采樣的效果[11]，即使加大采樣頻率，采樣數(shù)據(jù)的讀取必然以犧牲時鐘周期數(shù)為代價，故對于需要實時采樣均流信息且需同時處理兩個模塊均流控制的PID控制算法數(shù)據(jù)，需要實現(xiàn)快速采樣，如整個程序流程圖如圖2所示，含有AD采樣、DMA傳輸?shù)某跏蓟绦颍瑫r定時器初始化程序里具有兩個模塊的各四個驅動信號的配置，此程序還包括與移相角產(chǎn)生有關的主從定時器的配置。而整個均流控制算法的實現(xiàn)是在AD中斷中完成，進行移相角的更新實現(xiàn)均流控制，如圖3所示。

(一)ADC和DMA配置

圖2 主程序流程圖

圖3 AD中斷程序流程圖

AD轉換和DMA初始化配置需要綜合考慮，兩者密不可分，課題中有3路采樣信號，分別是系統(tǒng)輸出電壓，兩模塊輸出電流，采用3通道順序采樣。使能ADC3轉換，配置ADC3工作在掃描連續(xù)模式，設定要轉換的ADC3通道數(shù)目以及采樣先后順序，課題中設置采樣順序為Vo、Io1和Io2，對應的采樣與處理后的值如圖3所示。定義二維數(shù)組ADC3ConvertedValue[N][M]存儲AD采樣值，其中N為采樣次數(shù)，M為采樣通道數(shù)，對應數(shù)字濾波后的值存儲在一維數(shù)組After_filter[M]中，而數(shù)模轉化后的值存儲在數(shù)組ADC3ConvertedVoltage[M]中，用于后續(xù)PID控制處理。

本課題中DMA時鐘來自AHB總線，達到CPU運行頻率120MHz。DMA選擇外設ADC到存儲器的數(shù)據(jù)傳輸，選擇DMA2通道2(MA_Channel_2)，傳輸數(shù)據(jù)量由采樣通道數(shù)和每個通道采樣次數(shù)之積M*N決定，此值通過DMA_CCRx寄存器中的PSIZE和MSIZE位設置，且為了配合ADC的掃描模式，DMA工作在循環(huán)緩存模式，此模式下，當1組通道傳輸結束后將從第1個通道開始繼續(xù)傳輸，亦稱為DMA“乒乓”模式。最后要設置外設和存儲器的增量模式，我們將ADC設置為非增量模式，即從固定外設地址取值，即告訴DMA從一個固定的地方取數(shù)，在用戶手冊中可查找到ADC3起始地址(ADC3_DR_ADDRESS)為 0x4001224C；而存儲器設置為增量模式，即傳輸一個數(shù)據(jù)之后，內存指針自增，下一個數(shù)據(jù)自動傳輸?shù)街羔標竷却婵臻g，避免丟失已經(jīng)存儲在ADC_DR寄存器中的數(shù)據(jù)。

ADC轉換的頻率由總轉換時間來衡量，總轉換時間計算公式：

其中ADC采樣時間最短為3個時鐘周期，若采樣時間為3時，則對應的轉換時間為：

由式4得出總轉換時間是 0.25μs，采樣頻率為4MHz，即最大采樣頻率為為4MHz，課題中設置采樣時間為 15，則

采樣頻率達到2.2MHz，且兩個轉換之間也有間隔時間，分別為5～20個時鐘周期，可由用戶選擇，兩個數(shù)據(jù)轉換之間最短時間為5個時鐘周期，故第一個數(shù)據(jù)采樣頻率為0.45μs，則第二個數(shù)據(jù)采樣頻率約為0.53μs，以此看出采用DMA快速傳輸可大大加快采樣頻率，滿足工程需求。

(二)ADC中斷程序

ADC中斷程序首先實現(xiàn)對2路電流和輸出電壓的采樣，然后進行數(shù)字濾波和平均電流值的計算，再將經(jīng)過三環(huán)均流控制算法計算出的移相角賦值給CCR1_Val1和CCR1_Val2，其中 rout1、rout2分別為模塊1、2經(jīng)過各自三環(huán)PID控制后的值，為了避免三環(huán)PID調節(jié)輸出的值過大，對系統(tǒng)造成危害，最后電流環(huán)輸出后的值再經(jīng)過一個比例環(huán)節(jié)，將其值限定在移相角計數(shù)值數(shù)量級上，此值取為0.000025。需要在AD中斷函數(shù)中添加移相角配置和三環(huán)（電流環(huán)，電壓環(huán)和均流環(huán)）PID控制程序，通過主程序檢測更新，若檢測到寫入通道的值發(fā)生改變，則 TIM1_CCR2，TIM3_CCR2，TIM2_CCR2將被更新，可實時改變移相角CCR1_Val1和CCR1_Val2的大小，使兩模塊的電流值達到平均電流值。

五、實驗結果

為了驗證文章上述設計，搭建了基于STM32F207的實驗平臺如圖5所示，移相全橋變換器樣機技術指標：輸入電壓600V，最大輸出電壓500V，輸出功率4 kW，工作頻率20kHz。樣機由兩個相同功率級相同的DC/DC變換器組成。而輸出電壓波形經(jīng)過分壓電阻后的信號，而輸出電流波形是經(jīng)過霍爾傳感器轉換后的信號。其中，輸出電壓100V對應采樣電壓為500mV，而輸出電流1A對應采樣電壓為330mV。

表2是系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)實驗結果，表2分別記錄了負載在25%到100%之間變化時，兩個電源模塊開環(huán)控制和采用均流控制時的穩(wěn)態(tài)輸出電流，計算并給出了不同電流值對應的CSerr。由表2所示，未采用均流控制前，隨著負載的減小，模塊輸出電流差異越來越大，不符合并聯(lián)均流設計要求；采用均流控制后，在不同的負載情況下，兩個模塊基本分擔電流，達到均流控制的目的。圖4(a)、(b)為輸出電壓500V，輸出電流分別為8A和16A時并聯(lián)模塊輸出穩(wěn)態(tài)波形。從圖中可看出并聯(lián)模塊輸出電流幾乎平均分配總輸出電流，CSerr小于4%。

表2 穩(wěn)態(tài)實驗數(shù)據(jù)

圖4 并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形

圖5 負載跳變波形圖(8A突升至12A)

圖6 動態(tài)切換波形圖（總負載電流為8A）

圖5為兩個模塊突加負載時的實驗波形，可看出跳變前后電流值都均等，圖6為動態(tài)切換實驗波形，分為投入并聯(lián)和退出并聯(lián)兩種情況，并聯(lián)系統(tǒng)在突然投入或切除某一模塊時仍可以保持穩(wěn)定工作，各模塊輸出電流值均在正常范圍內，且無明顯過沖?？梢姂么丝焖俨蓸臃▽崿F(xiàn)移相全橋變換器平均電流三環(huán)控制均流可行，均流效果良好，且具有很強的熱插拔。

六、結論

提出了一種基于DMA數(shù)據(jù)傳輸?shù)目焖俨蓸臃?，利用計?shù)延時法實現(xiàn)了2個移相全橋變換器的并聯(lián)均流控制。利用控制器內部DMA控制器與ADC結合的快速采樣法，在數(shù)據(jù)收集和處理的實時性上更具優(yōu)勢，雙模塊樣機實驗得出有無均流控制的兩組實驗數(shù)據(jù)，通過對比得出采用此快速采樣法來實現(xiàn)均流是可行的，同時給出均流穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗波形，從中看出可以很好地完成電源模塊的并聯(lián)均流控制，在簡化移相全橋變換器數(shù)字均流控制方面具有參考價值。