熱平衡移相控制策略在雙有源橋DC-DC變換器的應用研究

雷濤, 藺子存, 張曉斌, 李龍春

(西北工業大學 自動化學院, 陜西 西安 710072)

基于移相控制的DAB DC-DC變換器廣泛應用于大中功率的工業領域。由于其可以僅通過數字控制策略而實現軟開關控制,降低變換器功率損耗,因而在電動汽車、混合動力汽車領域以及航空航天電源系統中,這種高效率、高功率密度、寬電壓范圍的DAB DC-DC變換器得到了廣泛應用。在中高壓微電網接口裝置中,由于體積小、功率密度高的優勢,也逐漸開始使用基于DAB DC-DC變換器的固態高頻變壓器來替代傳統工頻變壓器實現電壓等級的轉換。除此之外,其也因電氣隔離、模塊化、雙向對稱結構、能量可雙向傳輸且簡單易行的控制策略而備受關注[1-7]。

由于傳統PWM控制方式傳輸功率范圍的局限和較大的電磁干擾,移相控制成為DAB DC-DC變換器最常用的控制策略,其分為單移相(single-phase-shift,SPS)控制、擴展移相(extended-phase-shift,EPS)控制、雙重移相(dual-phase-shift,DPS)控制以及三重移相(triple-phase-shift,TPS)控制等[8]。SPS控制是使用最廣泛最常規的控制方式,但在要求高性能的場合存在很多缺點,如控制策略效率低,回流功率較大,開關器件的應力過大的局限性從而實際應用較少,EPS控制、DPS控制以及TPS控制由于其容易實現軟開關,較好地解決了功率回流以及提升了動態性能而在工業領域廣泛應用[9-16]。然而,無論是哪一種先進的控制策略,在高頻變壓器一次側都存在超前橋臂和滯后橋臂,它們的軟開關情況是不相同的,以至于在變壓器變比k≠1時,負載率小于0.5時會產生開關管熱損耗的增加,從而降低電路的效率,這是由于在分析DAB DC-DC變換器的軟開關條件時忽略了功率Mosfet并聯緩沖電容(CD1-CD4,CM1-CM4)在橋臂上下管的開通、關斷瞬間,也就是死區時間內的充放電情況對功率Mosfet開通、關斷的影響。且在輕載條件下,軟開關范圍縮小,尤其是滯后橋臂的軟開關條件更為苛刻,在固定條件下滯后橋臂更難實現軟開關,從而造成開關噪聲的增加以及功率器件的熱不平衡,增加了器件的應力,減少了電路的壽命[17-18]。文獻[6]著重推導給出在頻域分析DAB變換器ZVS軟開關實現條件公式,通過實驗驗證了理論分析。文獻[9]給出了通過抑制DAB變換器瞬態直流偏置的方法從而提高可靠性的研究結果。而在對功率器件可靠性要求極高的航空航天領域中,傳統的移相控制方法無法解決在航空電氣系統高壓直流母線與電作動類電氣負載能量可靠流動的問題。在降低開關損耗,利用ZVS或ZCS實現軟開關,并增大其實現范圍,也可實現降低損耗,但是其分析方法和控制策略較為復雜。文獻[18]只是針對前橋臂是H橋,后橋臂為不控整流橋的拓撲結構,分析了在輕載情況下的熱應力及控制方法的影響,沒有分析DAB變換器工作的情況。文獻[19] 提出了一種混合移相調制策略在DAB變換器中的應用,一定程度上同時達到優化變換器性能及實現軟開關的目的。

本文詳細分析了開關橋臂開關管熱不平衡發生機理,在此基礎上提出了一種新型的熱平衡移相控制策略,目的是平衡輕載條件下橋臂開關損耗,通過2種調節模式調整橋臂的超前、滯后關系,從而達到減小功率開關管應力及平衡器件損耗的效果。通過建立以DSP為控制平臺,以ESP控制策略為基礎的DAB DC-DC變換器驗證實驗平臺,經過對最終實驗結果分析驗證了所提出的控制方法的合理性和正確性。

1 傳統控制策略原理及分析

1.1 傳統控制策略原理

目前廣泛應用的單相DAB DC-DC變換器拓撲結構如圖1所示。該變換器包含有前橋和后橋共八個開關管,可以通過適當的控制方式實現能量雙向流動。

圖1 DAB DC-DC變換器拓撲圖

以EPS控制為例,n<1,控制原理波形如圖2所示。軟開關的一般實現方法是設計諧振電路使得開關在導通的瞬間電壓為零(zero voltage switch,ZVS),開關關斷的瞬間電流為零(zero current switch,ZCS)。DAB DC-DC變換器本身的橋式拓撲結構就可以實現ZCS而不需要引入額外的器件。結合DAB DC-DC變換器的橋式結構,實現ZVS的具體條件是:當開關管導通的時刻,其反并聯的二極管處于導通狀態。具體到電路的情況就是在各個開關管導通之前,回路中的電流通過開關管的反并聯二極管進行傳輸。由于在開關管開通的瞬間,其兩端的電壓和二極管的電壓是相等的,因此開通電壓為零,實現了零電壓開通。

圖2 EPS控制策略波形圖

文獻[17]分析了DAB DC-DC變換器的3種狀態,其中滿載的情況可以通過文獻[16]所提出的最小回流功率控制策略實現大范圍內的軟開關,然而在輕載范圍內則需要具體分析橋臂的諧振放電過程。

1.2 傳統控制策略的軟開關工作過程分析

在文獻[17]中已經對ESP控制策略下DAB DC-DC變換器的工作模態進行了詳細的分析,因而本文只針對并聯緩沖電容充放電階段,即t0～t0c,t1～t1c,t2～t2c時段(由于前后半周期對稱,t3～t3c,t4～t4c,t5～t5c時段工作狀態與t0～t0c,t1～t1c,t2～t2c相同,分析省略)模態分析層面。

1)t0～t0c階段:在t0時刻,S2關斷,CD2兩端電壓為0,由于電容電壓不能突變,故S2零電壓關斷,同時電感與CD1、CD2產生諧振,CD2充電、CD1放電至t0c時刻電壓為0。電路中電壓電流關系由下式表示:

(1)

初始條件uC1(0)=U1,iL(0)=-Ip,C=C1+C2,則:

(2)

2)t1～t1c階段:在t1時刻,S3關斷,電感電流流向CD3、CD4支路,CD3充電、CD4放電至t1c時刻電壓為0,S3零電壓關斷。同時電感與CD3、CD4產生諧振。此時變壓器副邊等效電壓為nU2,電路中電壓電流關系由下式表示:

(3)

初始條件uC4(0)=U1,iL(0)=-Im,C=C3+C4,則:

(4)

圖3 EPS控制方式下的工作模式(t0～ t0c階段)

時段(t6)t0～ t0ct0c ～ t1t1～ t1ct1c ～ t'1t'1～ t2t2 ～ t2ct2c ～ t3時間間隔D1TsD2Ts-D1Ts(π-D2)Ts導通器件S3,VM2,VM3VD1,S3,VM2,VM3VD1,VM2,VM3VD1,VD4,VM2,VM3S1,S4,Q2,Q3S1,S4S1,S4,VM1,VM4 能量傳輸狀態諧振L→U2U1→U2L→U2諧振L→U2L→U1L→U2L→U1L→U2L→U1諧振U1→LU1→U2

圖4 EPS控制方式下的工作模式(t1～ t1c階段)

圖5 EPS控制方式下的工作模式(t2～ t2c階段)

(3)t2～t2c階段:在t2時刻,Q2、Q3關斷,副邊Mosfet并聯電容CM1、CM2、CM3、CM4所組成的并聯線路與二次側電感電流產生諧振,諧振電流使CM1、CM4電感電流流向CD3、CD4支路,CD3充電、CD4放電至t1c時刻電壓為0,S3零電壓關斷。同時電感與CD3、CD4產生諧振。此時變壓器副邊等效電壓為nU2,電路中電壓電流關系由下式表示:

(5)

初始條件uC4(0)=U1,iL(0)=Iq,C=C1+C2=C3+C4,uC1(t)=uC4(t)則:

(6)

由圖2可知前半周期在t0～t0c階段,超前橋臂S1、S2動作,電感電流為Ip,t1～t1c階段滯后橋臂S3、S4動作,電感電流Im

(7)

(8)

在EPS控制策略下,DAB DC-DC變換器的二次側橋臂開關信號是沒有移相角的,因此兩橋臂工作方式正負對稱,由(5)式、(6)式可得:

(9)

因而電感電流足以使二次側橋臂Mosfet并聯緩沖電容電壓諧振下降到0。

1.3 傳統控制策略的熱不平衡現象機理分析

對于DAB DC-DC變換器功率Mosfet的熱損耗主要分為導通損耗和開關損耗,開關損耗主要取決于功率Mosfet由開通到關斷(或關斷到開通)期間內,加在其兩端的電壓VDS和通過Mosfet的電流Id決定的[20-22]。功率Mosfet的開通和關斷損耗可通過以下公式計算:

(10)

(11)

式中,fs為變換器開關頻率;ton為Mosfet開通過程所用時間;toff為Mosfet關斷過程所用時間。對于DAB DC-DC變換器一次側橋臂在開關瞬間VDS和Id分別等于此刻直流側電壓和電流,即:

(12)

針對DAB DC-DC變換器具體低壓側Mosfet的一個開關周期內,其產生的熱能可由以下公式計算:

(13)

式中,LD,LS分別表示Mosfet漏級、源級電感;iL(ts)/n表示在開關周期ts內Mosfet中的瞬間電流;Vpk為開關峰值電壓。

對于使用散熱器散熱的功率Mosfet,一個開關周期內能量從其電能活動相對集中并且產生絕大部分熱能的結點擴散到周圍空氣中的結-空氣熱阻Rja的計算公式為:

(14)

式中,Tj和Ta分別表示結點溫度和環境溫度;Q為Mosfet總散熱量;Rθjc表示結-殼熱阻;Rθcs表示殼-散熱器熱阻;Rθsa表示散熱器-空氣熱阻;ΔT表示溫升速率;Psl=Esl(ts)·fs。故有:

(15)

以本文實驗樣機為例,低壓側使用IRFP4310z功率Mosfet,LD+LS=5.6 nH,Vpk取56 V,Rja=10.78 ℃/W,可得不同電流負載下Mosfet的溫升速率曲線如圖6所示。

圖6 電流與溫升速率曲線(IRFP4310z)

結合1.2節分析可知DAB DC-DC變換器一次側橋臂在輕載條件下的開關波形如圖7所示。超前橋臂與滯后橋臂都工作在硬開關狀態,但滯后橋臂的開關損耗比超前橋臂更大,由(10)～(15)式可知滯后橋臂的ΔT大于超前橋臂,因此會造成器件的熱不平衡現象。

圖7 輕載條件下超前橋臂與滯后橋臂開關波形

以升壓模式為例,如圖8所示,傳統移相控制方法下低壓側Q1和Q2作為超前橋臂工作,Q3和Q4作為滯后橋臂。圖9為輕載條件時(負載率10%)Q2的工作波形，圖10為負載率10%時,Q4的工作波形。此時軟開關沒有實現,VDS與VGS非零的重疊區域導致了開關損耗,并且通過圖9和圖10的比較可得滯后橋臂的重疊區域相比超前區域更大,開關損耗也更大,驗證了之前的理論分析。

如圖9、圖10所示,這種不平衡產生的原因不僅是由于在輕載條件下軟開關的條件的差異導致的,而且由于Mosfet在開通、關斷時不同的漏源電壓VDS也導致了功率器件的電壓應力有所差異,這與本文之前的理論分析吻合。這種差異導致的超前橋臂與滯后橋臂的實際熱不平衡如圖11所示,作為滯后橋臂的Q3和Q4相比作為超前橋臂的Q1和Q2熱損耗明顯更高。

圖8 DAB DC-DC變換器低壓側橋臂示意圖 圖9 輕載條件下(負載率10%)Q4的工作波形 圖10 輕載條件下(負載率10%)Q2的工作波形

圖11 超前橋臂與滯后橋臂的熱不平衡(工作5min)

2 熱平衡移相控制策略

2.1 熱平衡移相控制策略原理

圖12為熱平衡移相控制策略的總體控制策略框圖,相比于通常使用的ESP控制策略下的電路設計,該方案下DSP控制器內部的ADC采集輸出電壓信號,與參考信號生成誤差信號,然后控制器發出相對應控制信號作用于PWM控制器來調節輸出參數。與此同時,控制器根據時基控制信號或者溫度反饋信號發出控制命令“0”或“1”。控制命令為“0”時:S1、S2(Q1,Q2)作為超前橋臂,S3、S4(Q3,Q4)作為滯后橋臂;控制命令為“1”時:S3、S4(Q3,Q4)作為超前橋臂,S1、S2(Q1,Q2)作為滯后橋臂。其工作模式如下:

1) 模式1——時基交替控制模式:該模式下,

通過配置TMS320f28335內的定時器,配置交替運行的時間周期,每當計數器達到每個時間周期的終點,控制命令由“0”轉換為“1”或者由“1”轉換為“0”,轉換結束后計數器清零,進入新的時間周期計數,從而達到交替改變橋臂的超前、滯后關系,在本文中設定的時間周期為5 ms。

2) 模式2——溫度反饋控制模式:該模式下,需要先分別對超前、滯后橋臂的功率Mosfet進行溫度采樣,隨后根據采樣結果進行處理后改變系統的控制命令。溫度采樣電路主要由2個含有相同熱敏電阻網絡的差分放大器組成,通過求得采樣電壓與基準電壓的差值進行相應倍數的放大后得到DSP采樣的電壓值，這些電壓值分別用來反映橋臂S1,S2(Q1,Q2)和S3,S4(Q3,Q4)的熱損耗情況。當Δt≥2℃時,控制命令由“0”轉換為“1”或者由“1”轉換為“0”,從而達到功率器件的熱損耗平衡。

圖12 熱平衡移相控制策略框圖

在本文提出的新型熱平衡移相控制策略中,對控制命令發出后PWM改變移相關系的瞬態過程控

圖13 模式轉換時電路工作波形

制進行了優化,如圖13b)所示,在控制命令由“0”變為“1”時,延長一個Ts內超前橋臂的開通狀態D1Ts,與此同時將滯后橋臂在此時Ts時間內的開通狀態縮短D1Ts,從而達到變壓器一次側電壓狀態不變,從而平滑地過度到第2種工作狀態?？刂泼钣伞?”變為“0”的轉換方式與此相同。通過該方法,保證了變換器的穩定性,進一步降低了功率器件的開關應力,提高整個變換器的效率。

2.2 實驗結果及分析

圖14為實驗所用DAB DC-DC變換器樣機,其相關參數如表2所示。圖15為DAB DC-DC變換器熱平衡控制策略的控制方案。其中功率電路部分主要包含2個全橋電路、1個功率高頻變壓器和1個功率電感。采樣及控制電路對輸入和輸出的電壓信號進行采樣和調理,將處理過的弱電信號送入以DSP為核心的控制器中進行采樣離散運算,并結合主電路橋臂的溫度測量信號,控制器處理結果通過PWM模塊的輸出端口輸出相對應的控制信號,同時應用高速光耦實現數字控制信號與主電路的隔離,利用專用的驅動芯片對每個全橋電路中的開關管進行驅動控制。

圖14 DAB DC-DC變換器實驗樣機

序號參數(升壓模式下)實際數值備注 1輸入電壓U2/VDC 28 2輸出電壓U1/VDC 270 3輸出功率P/W750 4開關頻率fs/kHz50 5功率電感L/μH7.8 6變壓器變比27∶9n=0.33 7一次側功率MosfetIRFP4310zRDS(on)=4.8 mΩ 8二次側功率MosfetIPW60R070P6RDS(on)=70 mΩ

圖15 DAB DC-DC變換器控制框圖

圖16為變換器正常升壓模式滿載工作時,輸出波形U1、輸入側電感前端Uab波形以及電感電流iL。低壓側輸入電壓U2=28 V,高壓側輸出電壓U1=270 V,滿載輸出功率750 W,效率93%。具體參數如表2所示。

圖17為變換器正常升壓模式滿載工作時,改變橋臂超前、滯后關系時電路的瞬態穩定情況。當控制信號由“0”變為“1”時,原超前橋臂Q1、Q2變為滯后橋臂,原滯后橋臂Q3、Q4變為超前橋臂,在過程的轉換中,功率傳輸基本保持穩定運行,輸出電壓恒定不變。

圖16 升壓模式滿載出實驗波形 圖17 模式切換輸輸出實驗波形

圖18為本文提出的2種熱平衡移相控制方式與傳統ESP控制在變換器工作在輕載狀態下(負載率10%)運行5 min后的熱分析圖,圖18a)、圖18b)為傳統ESP控制模式下的工況,滯后橋臂由于諧振電流更接近于零而導致難以實現軟開關,從而增大了開關應力和損耗。圖18c)為時基交替模式下(轉換周期為5 ms)的發熱情況,在保證電路平穩工作的前提下,比傳統的ESP控制熱損耗下降了很多,超前、滯后橋臂雖然仍有較小的溫差,但已大體解決了熱不平衡問題。圖18d)為溫度反饋控制模式下的發熱情況,在該控制方式下,超前、滯后橋臂的熱損耗基本達到平衡。與此同時通過圖18c)和圖18d)的實驗結果,DAB DC-DC變換器在整體損耗也有明顯地下降。

圖18 3種控制策略下的Mosfet熱成像圖

進一步地觀察該負載條件下的軟開關情況如圖19所示。圖19a)和圖19b)分別為時基交替控制下和溫度反饋控制下電路的軟開關情況,可以看出在這2種控制方式下在Uab由0變為nV1的時刻,iL<0,仍然與圖2所示的工作波形保持一致,滿足軟開關條件。

圖19 熱平衡移相控制下軟開關情況波形圖

表3和圖20分別是通過對全負載范圍內的變換器工作效率的測試結果表格與折線圖。

表3 3種控制方式下的效率 %

在負載率較高時,2種熱平衡移相控制方式對系統的效率提升并不明顯,而在輕載條件下(負載率小于20%),時基交替控制與溫度反饋控制方式下的DAB DC-DC變換器的效率有明顯的提升,使用溫度反饋控制方法相比使用時基交替控制方法時效率還要略高一點。

圖20 3種控制方式下的效率曲線

3 結 論

在對基于雙重移相控制下的DAB DC-DC變換器工作機理詳細分析的基礎上,更深一步分析了功率變換器在工作死區時間內諧振電容放電情況,從而進一步分析了輕載條件下DAB變換器的軟開關情況,在此基礎上分析了DAB變換器開關管的熱損耗分布機理,給出熱不平衡產生原因。在原有傳統移相控制策略的基礎上提出一種新型的熱平衡移相控制方案,在時基控制模式和溫度反饋控制模式下,對DAB DC-DC變換器的前級超前橋臂與滯后橋臂進行控制,通過優化轉換過程實現了變換器的穩定運行,同時減小了功率器件的開關應力,在平衡超前橋臂與滯后橋臂溫度的同時也降低所有功率開關管的發熱量,顯著地提高了變換器的效率及其可靠性。這在電動汽車、混合動力汽車、傳統工業應用領域,尤其是對器件的耐久度和變換器的可靠性要求更高的航空航天域,都有著很大的理論和工程應用意義。