一種Ku波段固態功率放大模塊的設計

周海進 馬云柱 張思明 王嘉煜

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

固態功率放大模塊是雷達、通信及導航系統中的核心部件，其發射功率的大小直接決定了系統的作用距離、抗干擾能力及通信質量。Ku波段及更高頻段受限于器件發展水平，單個功率放大芯片的輸出功率相對較小，為了獲得更高的功率輸出，往往需要采取功率合成技術。

功率合成網絡的實現方式較多，常用的主要包括威爾金森功分/合成器、環形電橋、Lange橋、E面波導分支線功分/合成器，H面波導裂縫電橋，魔T、徑向波導合成器[1-7]等形式。其中，威爾金森功分器由于隔離電阻附加參數對電路的影響在Ku及更高頻段不可忽視，在實際工程中應用相對較少。文獻[1]中介紹了一種采用微帶環形電橋實現Ku波段大于24W輸出的設計實例，文獻[2]中采用E面波導功分和Lange橋級聯組成8路功分/合成網絡實現了Ku波段60W的功率輸出，文獻[3]中介紹了一種采用魔T與基于陶瓷基板的威爾金森功分器級聯組成8路功分/合成網絡實現Ku波段80W輸出的研究成果，文獻[4]采用H-T、雙層雙對脊鰭線、威爾金森微帶功分級聯組成32路功分/合成網絡實現了80W的功率輸出，文獻[5]基于16路合成方式實現了大于180W的飽和輸出。上述文獻中設計實例的共同特點都是首先基于小功率單片多路合成實現基礎放大模塊，再通過波導合成器外部合成實現大功率輸出，合成通道數量較多。如今隨著半導體功率器件發展水平的不斷提升，功率放大單片的輸出功率有了顯著提高，這有利于減少模塊內的合成通道數量，從而提高模塊集成度和可靠性，降低設計難度。

本文通過波導E-T與H面波導裂縫電橋及波導-微帶轉換級聯的方式設計實現了一種4路功分/合成網絡，并結合40W功率放大單片，在Ku波段14%的相對帶寬范圍內實現了大于130W的脈沖飽和輸出功率。在保證性能指標的同時，有效簡化了設計復雜度，適于工程應用。

1 組成與原理

如圖1所示，功放放大模塊鏈路組成由二級功率放大單片級聯而成，來自外部的射頻激勵信號首先經過推動級功率放大，然后經由微帶-波導轉換和一分4功分網絡，分別推動4個40W功率單片進行放大，然后經4路鏡像對稱合成輸出，同時在輸出端設置輸出功率檢測電路和反射功率檢測電路，監測模塊工作的穩定性。

圖1 功率放大模塊原理組成框圖

2 功分/合成網絡設計

在Ku波段固態功率放大模塊的設計過程中，一分四混合功分/合成網絡的設計是其中的關鍵部分，其主要由波導E-T一分二功分/合成器、H面波導裂縫電橋和波導-微帶轉換探針組成，下面進行詳細介紹。

2.1 波導E-T功分/合成器設計

波導E-T一分二功分/合成器是一種較為常用的功率分配/合成結構，其優點是工作帶寬寬，插入損耗低，相位一致性好。根據應用需求的差異有多種變形結構，本文設計的波導E-T結構如圖2(a)所示，為了拓寬其工作帶寬，在輸出端雙臂采用了漸進過渡結構設計，通過ANSYS HFSS軟件優化計算后的S參數如圖2(b)所示，可以看出，整個工作頻帶內S11優于-25dB，S21和S31等分輸出輸出不平衡度優于0.1dB。

圖2 波導E-T外形圖及S參數仿真結果

2.2 H面波導裂縫電橋

在功率合成應用中，功率芯片輸出端口的匹配及端口間的隔離是一個不可忽略的設計要素，上述T型分支波導雖然結構簡單，但兩個輸出端口間的隔離度不高，不適于在合成端與功率芯片直連。H面波導裂縫電橋端口間的隔離度較高，在器件端合成的應用中較為廣泛。本文設計的H面波導裂縫電橋如圖3(a)所示，為了抑制高次模傳輸，拓展工作帶寬，電橋交叉區域采用了階梯優化設計。圖3(b)給出了電橋S參數的仿真計算結果，可以看到，在整個工作頻帶內，S11和S41優于-25dB，S21和S31等分輸出不平衡度優于0.2dB。

2.3 波導-微帶過渡探針

在微波毫米波系統中，微帶線是十分重要的傳輸形式，各功能MMIC芯片主要通過微帶線實現互聯。低插入損耗的波導-微帶過渡探針裝置是基于波導合成網絡設計中的關鍵部件，根據探針饋入波導的方式不同可分為E面探針和H面探針，本文設計的E面波導-微帶過渡探針結構如圖4(a)所示，探針從波導寬邊中心距短路面1/4波長處饋入，并通過階梯阻抗線實現饋入終端阻抗與50Ω阻抗線的匹配，為了抑制高次模的影響，耦合開孔的尺寸也需進行優化。圖4(b)中給出了文中設計的波導-微帶過渡結構S參數仿真計算結果，可以看出，在整個工作頻帶內，S11優于-25dB，插入損耗S21優于0.06dB。

圖4 波導-微帶過渡探針結構外形圖及S參數仿真結果

2.4 一分四功分/合成混合網絡

在完成上述波導E-T結構、H面波導裂縫電橋及波導-微帶探針過渡等部件的設計基礎上，將各部件級聯形成Ku波段4路功分/合成背靠背網絡，結構如圖5(a)所示。在ANSYS HFSS軟件中對整個網絡進行S參數仿真計算，結果如圖5(b)所示。可以看出，在整個工作頻帶內，4路混合功分/合成網絡的S11優于-15dB，帶內插入損耗S21優于0.3dB，可以滿足工程應用要求。

圖5 四路混合合成網絡外形圖及S參數仿真結果

3 測試與分析

在理論分析及仿真計算基礎之上，制作了4路功分/合成網絡樣件，并采用4片Ku波段40W功率放大單片，結合微組裝工藝，完成了Ku波段130W固態功率放大模塊樣機的研制，實物如圖6所示。

圖6 Ku波段130W固態功率放大模塊樣機實物圖

在脈沖寬度30μs，占空比10%的條件下，對模塊在室溫環境下性能指標進行了評估，指標如表1所示。可以看出，當外部送入信號電平為12dBm時，在Ku波段14%的相對帶寬范圍內脈沖輸出功率均大于130W，附加效率最低27.9%，最高31.6%，按單片功率芯片標稱功率40W計算，帶內合成效率位于81.4%～88.5%區間范圍。但在實際應用過程中，單片的輸出功率受端口駐波匹配、腔體加工和裝配誤差、以及傳輸介質損耗的影響，帶內實際輸出功率均小于40W，我們選取一片同一批次生產的功率單片裝配后進行輸出功率測試，計算模塊實際合成效率位于90.2%～92.9%區間范圍，考慮合成結構自身的傳輸損耗、芯片輸出端口駐波匹配的影響，測量值基本符合設計預期。

表1 Ku波段固態功率放大模塊測試結果(工作環境：+25℃，強迫風冷)參數：Pin=12dBm；脈沖寬度：30μs；占空比10%；漏極電壓：Vd=28V

工作頻率輸出功率(W)工作電流(A)附加效率實際合成效率f1135.21.5331.6%92.6%f2134.61.5830.4%91.4%f3130.31.6727.9%90.2%f4132.11.6728.3%91.0%f5141.61.6131.4%92.9%

4 結束語

本文介紹了一種Ku波段固態功率放大模塊的設計方法，通過采用新型4路混合功分/合成網絡，結合4片40W功率放大單片，在Ku波段14%相對帶寬范圍內實現了大于130W的脈沖功率輸出，為后續進一步開展Ku波段大功率固態發射機的研制奠定了基礎。