高速電機中頻變頻器的電路設計

俞建軍

(浙江機電職業技術學院，杭州 310053)

0 引 言

交流電動機的轉速表達式：n=60f(1-s)/p,n為異步電動機的轉速；f為異步電動機的頻率；s為電動機轉差率；p為電動機極對數[1]。由轉速表達式可知,轉速n與頻率f成正比,電動機的調速可通過改變變頻器的頻率f實現,通過改變電動機電源頻率，實現速度調節是一種理想高效、高性能的調速手段[2]。眾多著作和學術論文討論靜止變頻器時，都是基于50 Hz工頻交流電源，然而按電機調速基本理論，電機調速最高只能在3 000 r/min以下，基于50 Hz工頻的變頻器在設計理論和應用實踐上存在著某種局限[3-6]。

內圓磨床在磨削軸承圈內孔時,因受所磨軸承圈內孔徑限制,砂輪較小，必須匹配較高的轉速，通常為10 000 r/min～20 000 r/min。只有高速砂輪，才能保證軸承的磨削質量，磨削更小孔時,甚至要求砂輪的轉速高于100 000 r/min[7]。磨頭電機直接帶動高速砂輪，其所驅動的電源頻率必須很高，一般采用中頻靜止變頻器，其最高輸出頻率可達3 000 Hz。在中頻變頻器中，逆變器的開關頻率必然很高,選擇性能可靠的變頻器設計方案及實用電路,對中頻變頻器乃至內圓磨床整個系統的性能提高意義重大。

1 中頻變頻器系統設計方案

如圖1所示，系統是一個轉速開環、電壓閉環的PAM(脈沖幅度調制)變頻調速系統，直流電壓調節采用三相全波整流后由IGBT斬波調壓。主令電壓Ug輸入斜坡函數發生器，經變換后輸出一個按比例逐步增長的電壓Ua，使電機實現軟起動。電壓Ua經V/f變換器后可轉化成頻率輸出。為保證輸出頻率的穩定，需在Ua與V/f變換器之間加入PI調節器，以控制偏差和消除靜差。同時，為使PI調節器得到有效的反饋信號，在V/f變換器的輸出端，再加一路f/V變換器和比例器，轉換出一個直流電壓，反饋給PI調節器，V/f變換器的輸出頻率經分頻器送入環計、功放電路，作為逆變器IGBT的觸發脈沖。由f/V變換器和比例器支路所轉換出的直流電壓亦與電壓Ua一起送入電壓調節器,電壓調節器的輸出與三角波經比較后調制出斬波脈沖，高頻斬波脈沖經放大后驅動斬波IGBT模塊，逆變器輸入電壓由斬波脈沖控制，整個變頻器的輸出電壓U亦與輸出頻率f一起變化，得到U/f的統一調節。

整個變頻器電路設計可細分成六大電路模塊，模塊1為斬波調壓的變頻器主電路，模塊2為斬波脈沖形成電路，模塊3為斜坡函數發生器電路，模塊4為PWM脈沖列初始產生電路，模塊5為六分頻環計及PWM波形成電路，模塊6為高頻脈沖放大電路，各電路圖的詳細設計見后。

圖1 變頻器系統設計方案

2 變頻器斬波調壓電路設計

2.1 變頻器主電路

絕緣柵晶體管(以下簡稱IGBT)斬波調壓具有工作頻率高、濾波容易、體積小、動態響應快和減少對電網的畸變影響等優點，圖2是具有斬波調壓的IGBT逆變器主電路。逆變器的輸出電壓是由斬波器來調節的，因此直流側采用不可控整流器，從而簡化了電路,提高了功率因數。

圖2 斬波調壓的變頻器主電路

不可控整流輸出的固定電壓Ui加在斬波IGBT的集電極,當IGBT BG0導通時,續流二極管D上的電壓UD=Ui，電源向負載供電。當IGBT截止時，由于電感儲能的釋放，電流維持原來方向，續流二極管D導通，從而繼續向負載供電。

(1)

式中：T為開關周期；ton為導通周期；α為占空比。

只要改變IGBT柵極信號的占空比α，即可改變輸出電壓Ud，這可由斬波管BG0柵極控制電路實現。

2.2 斬波調壓柵極驅動脈沖電路

圖3 斬波脈沖形成電路

斬波管BG0的柵極G0控制信號為斬波脈沖，由三角波發生器和比較器IC29B產生。調節器電壓Uk由IC29A組成的積分電路產生，三角波發生器產生固定頻率的三角波,在比較器IC29B中經比較輸出斬波控制脈沖，其占空比正比于電壓Uk，從而使逆變器的輸出電壓Ud正比于控制電壓Uk。Uo3就是斬波管BG0柵極控制電壓波形,斬波器輸出電壓Ud的波形與它相同。

2.3 斜坡函數發生器電路

斜坡函數發生器的作用是將突加的給定階躍信號轉變成從初值緩慢上升到給定值的斜坡信號,使電動機能緩慢起動和調速,可以防止生產機械在快速起動或調速過程中受到劇烈的沖擊。在變頻調速中,緩慢升速可防止逆變器的過載,緩慢降速可防止逆變器過電壓。在中頻變頻器中斜坡函數發生器由集成運放IC17A和IC17B組成，其電路如圖4所示，這是一種由比較器、積分器組成的斜坡函數發生器。

圖4 斜坡函數發生器電路

IC17A是同相放大器,其放大倍數較高,給定信號和反饋信號同時送入它的同相輸入端進行比較。IC17B是一個反相積分器。通過繼電器觸點J5的打開和閉合，可使主令電壓Ug產生躍變。斜坡函數發生器的輸入電壓Ug通過可變電阻W201送給集成比較器IC17A，開始時由于輸出電壓Ua仍然保持在初始狀態,IC17A輸出正向飽和電壓(約為運放電源電壓)。IC17B開始緩慢積分，IC17B的輸出電壓Ua為負，并逐漸加大,直到Ua=Ug，積分器停止積分，改變主令電壓Ug時輸入和輸出的關系如圖4中所示。一方面斜坡函數發生器的輸出電壓Ua通過W202傳給電壓調節器，控制斬波脈沖的頻率，對主電路直流電壓斬波調壓；另一方面輸出電壓Ua通過W301傳給PWM脈沖列形成電路，控制逆變器的輸出頻率,實現U/f通調。

CD4528是集成單穩態觸發器[9]，表1是其真值表，圖4中IC28B(CD4528)工作在表1中的狀態4。當變頻器發生過載、過流等故障時，繼電器觸點J1-1閉合，觸點J1-2打開，集成塊IC28B的Q端暫態輸出一高電平，經比較器IC27A供給BG201的柵極，使BG201導通，電容C502放電，斜坡函數發生器的輸出電壓歸零，封鎖主令給定信號Ug。IC28B的Q端輸出高電平時間由外接時間常數電容C205和電阻R218決定，C205充電后恢復Q端輸出低電平。IC28A(CD4528)在圖3中亦起類似的作用，當變頻器故障時，可封鎖電壓調節器的輸出，以封鎖斬波脈沖，切斷主回路直流電壓。

表1 CD4528真值表

表1中，L為低電平；H為高電平；X為不定；V為轉變從高到低；↑為轉變從低到高。

3 變頻器逆變控制電路設計

3.1 PWM脈沖列初始產生電路

變頻器PWM波的脈沖列形成電路由V/f轉換、f/V轉換、頻率PI調節等電路構成，如圖5所示。

圖5 脈沖寬度調制(PWM)脈沖列初始產生電路

圖5中的集成塊IC19由鎖相環路多諧振蕩器CD4046[10]構成V/f轉換電路。CD4046鎖相環采用的是RC型壓控振蕩器,外接電容C303和電阻R306組成充放電路。由于CD4046內部的VCO是一個電流控制振蕩器,對定時電容C303的充電電流受控于9腳VCOIN的輸入電壓，兩者成正比,使VCO的振蕩頻率亦正比于VCOIN的輸入電壓。當VCOIN輸入電壓為0時,VCO輸出頻率最低；VCOIN輸入電壓等于電源電壓VDD時,輸出頻率則達到最高輸出頻率，其頻率增大呈線性。VCO振蕩頻率的范圍取決于R306和C303的值。由于電容C303既是充電電容又是放電電容,故集成塊IC19的4腳VCOUT的輸出波形是對稱方波。VCOUT端的頻率正比于VCOIN的頻率。CD4046是變頻器PWM波形的頻率源，最高頻率為1.2 MHz，較高的頻率源使得中頻變頻器輸出的逆變交流電最高頻率為3 000 Hz。

IC20A由單穩態觸發器CD4528實現，在圖5中，其工作在表1中的狀態5，作用是把IC19(CD4046)的4腳輸出的方波轉換成固定寬度的脈沖。隨著CD4046的4腳輸出的方波頻率的變化，CD4528的Q端在單位時間內的脈沖數發生變化，Q端輸出的脈沖電壓送給比較器IC18B，由IC20A和IC18B組合成f/V轉換電路，將自IC19的4腳輸出的頻率轉換成電壓。轉換的電壓反饋輸入運放IC18A的反向端，斜坡函數發生器的信號電壓也輸入IC18A的反向端，IC18A是積分電路，可輸出一個緩慢而上升穩定的控制電壓，由此構成一個頻率PI調節器。頻率PI調節器解決了變頻器輸出頻率漂移的問題。

3.2 六分頻環計及150°導通型逆變器

環形脈沖分配器是由CH4022，CH4019等CMOS集成電路組成的,一共用了6塊集成電路[11],圖6是它的電路圖，圖7是各集成塊輸出端的波形，圖8是逆變器輸出電壓波形。

集成塊IC21由計數器芯片CD4040實現，CD4040是由12個主從觸發器所構成的串行計數器，計數發生在時鐘下降沿，可用作分頻器。IC21的10腳為時鐘輸入端，其脈沖來自圖5中IC19的4腳，11腳為清除端，Q1～Q12為計數器脈沖輸出端。11腳接地，可連續計數，在Q1～Q12端分頻輸出，Q5為分頻輸出端。

利用CH4022可以構成一個六分頻環形脈沖分配器。CH4022有兩個CP脈沖輸入端(CLK和ENA),一個置零端RST。根據CH4022的真值表，若用CLK作為CP脈沖輸入端,則ENA必須接零電位,而且是利用CP脈沖的前沿來觸發的。ENA端接地，每來一個CP脈沖，下一個Q輸出端便輸出一個脈沖，依次為Q0～Q5，Q6端與RST連接，當Q6脈沖來臨時，使清零端RST為高電平,CH4022又立即回到“0”狀態，由此可知，CH4022的輸出脈寬為60°。在變頻調速系統中,對逆變器的IGBT管導通角度有一定的要求，在中頻變頻器中選擇IGBT柵極導通角為150°。因此還需通過雙對偶與/或選擇門電路CH4019的組合,形成150°的逆變管導通脈沖，CH4019的輸出公式為D=AG1+BG2。電路采用4塊CH4019集成塊,集成塊IC23和IC25的D輸出端為90°的脈沖，其D端脈沖為前一脈沖的全部(A輸入)加后一脈沖的高電平(B輸入)。集成塊IC24和IC26的D端輸出為集成塊IC22的Q端輸出分別與集成塊IC23的D端、IC25的D端輸出的合成，如圖7所示，輸出為150°的脈沖。

圖6 六分頻環計及PWM信號形成電路

150°導通型逆變器的控制方法為每個開關器件在每個周期導通150°，如圖7所示，由于150°導通型逆變器在部分時間為三相繞組通電，部分時間為兩相繞組通電，所以被稱為二三相通電型逆變器。對于Y型連接的三相繞組電動機，采用150°導通型逆變器控制，得到的相電壓和線電壓的波形如圖8所示。150°導通型逆變器相對于120°和180°導通型逆變器來說，電壓波形比較復雜，控制方法也比較復雜，其優點表現在諧波上，當逆變器是150°導通型時，可使5次、7次諧波分量降到最小。雖然150°導通型逆變器增加了電路的復雜性，但對正弦磁場的交流電機的工作是有利的[12]。

圖7 六分頻環計形成150°導通角波形

圖8 150°導通型逆變器輸出電壓波形

3.3 高頻脈沖放大電路

在磨床中使用的中頻變頻電源，其輸出頻率需在400～3 000 Hz之間，因此對脈沖放大電路提出了快速傳輸的要求。

圖9所示的高頻脈沖放大電路是一種在柵極路徑中的射極跟隨器，最右邊虛線框內是IGBT內部結構[13]，左半虛線框的分立元件可做成模塊化結構。當環形脈沖分配器的脈沖不斷送入光電耦合器輸入端A1點時,就使逆變器大功率IGBT BG1不斷導通或截止。A1點為高電平時,BG1導通,其電流方向：V→R812→Q806→R813→C807正向→0，BG1柵極正偏電壓+8 V；當A1點低電平時,BG1截止,Q805導通,電流方向：DW陰極→0→C807反向→R813→R811→Q805→DW陽極，在大功率IGBT的柵極發射極間加上反向偏壓-5 V，加速了BG1的截止。

圖9 高頻脈沖放大電路

4 結 語

本文所述的中頻變頻器是一種實現三級變換(AC/DC-DC/DC-DC/AC)的直流電壓斬波控制型變頻裝置，斬波頻率比較高，控制電壓時動態響應比較好；調壓和調頻兩個環節同時受控于主令電壓，實現U/f通調，兩者在控制上配合較好；PWM電路中采用頻率PI調節器，使變頻器在啟動和運行過程中穩定可靠；本文的中頻變頻器是一種方波逆變器，控制邏輯簡單，對功率器件的開關頻率要求較低。基于經典交流調速理論的中頻變頻器，雖然隨著電力電子器件、數字信號處理器的快速發展和現代電機控制理論的進步，交流調速技術將呈現多樣化，但它在工程實踐中實用可靠，仍然有一定的技術和市場生命力，本文的中頻變頻器已在各類內圓磨床上得到廣泛的應用，功率有8 kVA，15 kVA和25 kVA的，在軸承和機床行業取得明顯的經濟效益。