基于BPNN-PID算法的改進型DC/DC 變換器控制系統(tǒng)研究

周習祥

(益陽職業(yè)技術學院，湖南 益陽 413049)

引 言

DC/DC 電源的研究與技術發(fā)展趨勢是電氣隔離、高功率密度、高頻率開關、低電壓大電流、能量能雙向流動、模塊級聯(lián)等。經過30 多年的發(fā)展，出現(xiàn)了Buck 變換器、Boost 變換器、H 橋變換器等10 多種變換器，應用在多種場合，但多數變換器的功率開關器件均處于硬開關狀態(tài)，容易對功率開關器件造成破壞［1-4］，同時，DC/DC 變換器在控制性能方面仍然存在許多問題，主要表現(xiàn)在:缺少方便應用于控制系統(tǒng)設計的大信號離散模型;常規(guī)的控制算法對開關變換器的控制無法獲得滿意的效果;復雜的算法難以提高控制器的數據處理速度。由于DC/DC 變換器是一個強非線性離散控制系統(tǒng)，許多參數是時變的，為了達到比較理想的控制效果，出現(xiàn)了許多的新的DC/DC 變換器的控制策略，如: 魯棒控制、自適應控制等［5-9］，但如何將這些控制策略應用在DC/DC 電源控制系統(tǒng)尚鮮見報道。

綜上所述，為了提高DC/DC 變換器信號處理速度與控制精度，本文先對傳統(tǒng)H 橋DC/DC 變換器主電路進行了改進，在其超前臂加箝位二極管，滯后臂加輔助網絡，使變換器獲得良好的零電壓開關效果。然后提出了基于BPNN-PID 混合算法的隔離型H 橋ZVS DC/DC變換器控制策略，并對主電路與控制系統(tǒng)進行了參數設計、建模與仿真，利用DSP TMS320LF2407 數據處理平臺對變換器控制系統(tǒng)進行了實驗。仿真與實驗結果表明該系統(tǒng)響應時間短、控制性能優(yōu)良，改進方案提高了系統(tǒng)處理速度和控制精度。

1 傳統(tǒng)隔離型H 橋DC/DC 變換器主電路

傳統(tǒng)隔離型H 橋DC/DC 變換器主電路拓撲與電路工作波形如圖1 所示，變換器一個開關周期實際上存在12 個不同的工作過程［4-9］，首先對電路做以下假設:

(1) 所有開關元件均為理想元件。

(2) 所有電容，電感和變壓器均為理想元件。

(3) C1= C3= Clead，C2= C4= Clag。

(4) Lf＞＞Lr/n2，n 為原副邊匝數比。

工作模態(tài)0，即t0時刻，為原邊電流iP正半周功率輸出過程。原邊給負載供電，Q1和Q4導通，整流管DR1導通，DR2截止。

圖1 傳統(tǒng)H 橋DC/DC 變換器

工作模態(tài)1，即t0～t1時間段，為超前臂的諧振過程。在t0時刻關斷Q1，切斷了電源供電通路，C1的電壓從零開始線性上升，電容C3的電壓從Uin線性下降［10-15］，C1、C3的電壓分別為:

工作模態(tài)2，即t1～t2時間段，為正半周箝位續(xù)流期，D3導通，將Q3的電壓箝在零位，Q3開通，但沒有電流，原邊電流由D3流通［4-6］。Q3和Q1驅動信號之間的死區(qū)時間td(lead) ＞t01，原邊電流等于折算到原邊的濾波電感電流ip(t) = ilf(t) /n。t2時刻，原邊電流下降到:

工作模態(tài)3，即t2～t3時間段，為關斷后滯后臂諧振過程。這段時間里實際上諧振電感Lr和C2、C4在諧振工作。電容C2、C4的原邊電流ip和電壓分別為:

t3時刻，C4的電壓上升到Q3和D2自然導通，這個階段持續(xù)時間為:

工作模態(tài)4，即t3～t4時間段，諧振結束，D2導通續(xù)流，原邊電感儲能返回電網，原邊電流ip線性下降到零點。這一過程的原邊電流表示為:

這個階段持續(xù)時間為:

Q2和Q4驅動信號之間的死區(qū)時間td(lag)＞t23，即:

工作模態(tài)5，即t4～t5時間段，為開關管關斷期。原邊電流ip由正方向過零，并且向負方向增加，流經Q2和Q3，原邊繞阻電壓仍為零，諧振電感兩端電壓是電源電壓Uin，原邊電流到t5時刻，整流管DR1關斷，DR2流過全部負載電流。這個階段的持續(xù)時間為:

工作模態(tài)6，既t5～t6時間段，為電源能量傳輸期。電源給負載供電，t6時刻，Q3關斷，這個階段內，原邊電流為:

因Lr＜＜n2Lf，原邊電流可簡化為:

t6時刻變換器開始另一個半周期的工作。

傳統(tǒng)電路存在兩個明顯的弱點:

(1) 的能量靠的是變壓器漏感和副邊濾波電感Lf中的能量，容易實現(xiàn)ZVS; 滯后橋臂Q2、Q4實現(xiàn)ZVS 的能量靠的是變壓器漏感的能量，實現(xiàn)滯后橋臂ZVS 難度大。

(2) 副邊占空比丟失問題:在t2～t5和t8～t11時間段，由于Lr的存在，存在原邊電流換向時間，原邊不足以提供負載電流，此時，副邊回路二極管均導通，導致變壓器次級短路，輸出電壓為0，使副邊就丟失了t2～t5和t8～t11時間段內的電壓方波。

2 改進型H 橋DC/DC 變換器主電路設計

2.1 主電路改進目的

改進型H 橋ZVS DC/DC 變換器主電路如圖2 所示，其主電路工作波形如圖3 所示。該電路的設計思想為:

(1) 為了減小副邊占空比丟失，改善滯后臂ZVS 效果，在滯后臂增加輔助諧振換流網絡La和Ca。利用輔助諧振電感La的能量，可以在較寬的負載范圍內實現(xiàn)滯后臂的零電壓開關，減小副邊占空比的丟失。

(2) 為了減小輕載條件下滯后臂開關管損耗，減小副邊寄生震蕩，在變換器原邊側采用二極管箱位緩沖電路(VD1、VD2) 與換向電感Lc，在變壓器漏感減小時保證較寬的ZVS 范圍; 采用隔直電容Cd，有效抑制直流分量。

圖2 改進型H 橋ZVS DC/DC 變換器主電路拓撲

圖3 主電路工作波形

2.2 改進型主電路工作過程

t0～t2時間段: t0時刻，開關狀態(tài)為主動狀態(tài)，DR1、DR4導通，此后，開始向被動狀態(tài)轉換，等效電路與簡化電路如圖4 所示，激磁電感電流im與iP共同為隔直電容Cd和超前臂上電容充電，兩個電容上的電壓分別為:

在被動狀態(tài)(t1～t2) 下，Clead上電壓為0，加在勵磁電感上的電壓等于隔直電容電壓，隔直電容電壓很小，勵磁電流可以近似不變，電流為同時，可得:

圖4 開關狀態(tài)由主動狀態(tài)到被動狀態(tài)轉換的等效電路與簡化電路

t2～t5時間段:這個階段是副邊二極管的換流階段，加在主變壓器上電壓為0，勵磁電流im仍維持在Im不變，這個時段開關狀態(tài)由被動狀態(tài)轉換到主動狀態(tài)，等效電路如圖5 所示，有:

其中:

圖5 開關狀態(tài)由被動狀態(tài)到主動狀態(tài)的等效電路

t3時刻，UC2上壓降為Uin，原邊電流IP降到I3，此后開通Q2，即可實現(xiàn)零電壓開通，同時，副邊二極管DR1、DR4關斷，DR2、DR3繼續(xù)導通，換向電感Lc的電流達到－［(iL+IRP) －Im］，D2上流過的電流為nIRP，在此之后線性下降直至零。由于D2的導通，使得B 點電壓箝在0V，副邊電壓箝在n［Uin+ Ucd(t5) ］，因Ucd(t5) 約為0，副邊電壓可近似為nUin，這樣就消除了橋式整流的尖峰電壓和二極管反向恢復造成的損耗。由于Lr＜＜L＇，勵磁電流im以斜率Uin/Lm線性下降，到t6時刻到達－Im，此后開始另一個半周的工作。

3 基于BPNN-PID 算法的DC/DC 變換器系統(tǒng)控制策略

BP 神經網絡具有逼近任意非線性函數的能力，學習算法簡單明確，利用BP 神經網絡的自我學習能力可以找出最優(yōu)的P、I、D 參數。變換器控制系統(tǒng)采用BPNN-PID 算法，對PID 控制參數進行在線調整，使PID控制參數達到最優(yōu)，進而使DC/DC 變換器控制效果達到最優(yōu)，系統(tǒng)控制策略框圖如圖6 所示。

圖6 基于BPNN-PID 的變換器系統(tǒng)控制策略框圖

3.1 BP 神經網絡結構

BP 神經網絡結構如圖7 所示，控制系統(tǒng)的輸入為:

經過狀態(tài)轉換后輸出三個值x1、x2、x3，作為BP 神經網絡的輸入:

圖7 BP 神經網絡結構

輸出層分別對應Kp、Ki、Kd3 個可調參數，輸出層神經元的激發(fā)函數取非負的Sigmoid 函數:

性能指標函數為:

網絡輸入層的輸入為:

網絡輸出層的輸入、輸出為:

3.2 PID 參數自適應調整方法

學習算法按照負梯度方向法則，沿系統(tǒng)誤差的負方向調整權值w(k) ，使E(k) 快速趨近于零。

其中，η 為學習系數。

單個神經元權值的學習算法為:

其中，

式中，ηP、ηI、ηD為相應的學習系數。

4 改進系統(tǒng)的建模、仿真、實驗

利用Matlab 軟件對變換器控系統(tǒng)進行建模，得到改進型DC/DC 變換器主電路及控制系統(tǒng)仿真模型，如圖8所示。

4.1 改進型DC/DC 變換器主電路及控制系統(tǒng)參數設計

根據變換器主電路設計原理及系統(tǒng)控制策略，對主電路元件參數及控制系統(tǒng)相關參數進行設計，參數設計結果見表1。

圖8 變換器主電路及控制系統(tǒng)仿真模型

表1 參數設計

4.2 仿真分析

為了驗證控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)工作性能，對穩(wěn)態(tài)工作時的系統(tǒng)進行了仿真，仿真結果如圖9 所示。由圖9(a) 可知，當開關管驅動電壓UG2由0 V 變?yōu)?5 V 時，漏源電壓UDS2己經提前下降為零，此時開通開關管，實現(xiàn)了零電壓開通。當開關管驅動電壓由15 V 變?yōu)? V 時，漏源電壓依然為0 V，開關管實現(xiàn)了零電壓關斷，仿真結果表明變換器開關管實現(xiàn)了零電壓開關。同時，由圖9(b)與圖9(c) 可知，系統(tǒng)開機后65 μs 左右達到穩(wěn)定，表明系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作性能良好。

圖9 系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作仿真波形

為了驗證控制系統(tǒng)的動態(tài)響應性能，對系統(tǒng)動態(tài)響應進行了仿真，仿真結果如圖10 所示。通過改變負載電阻阻值的方式來驗證控制系統(tǒng)的動態(tài)響應效果，在100 μs 時，將負載電阻阻值由0．5 Ω 切換到2 Ω，由圖10 可知，當負載減輕時，輸出電壓增加，為了穩(wěn)定輸出電壓，控制系統(tǒng)使開關管驅動信號脈沖寬度變窄，但此時開關管漏源電壓有所增加，并伴有一定的失真，動態(tài)響應時間約為60 μs 左右，輸出電壓波動為±4 V 左右。仿真結果表明了系統(tǒng)動態(tài)響應速度快、效果好。

圖10 系統(tǒng)動態(tài)響應仿真波形

4.3 實驗結果分析

系統(tǒng)采用具有實時數據處理功能的 DSP TMS320LF2407 實驗平臺，將BPNN-PID 混合算法嵌入DSP 芯片實現(xiàn)在線運行。變換器工作時，輸出電壓通過采樣電路，將電壓輸送給DSP TMS320LF2407 A/D 變換端子，然后與給定基準電壓進行比較，得到誤差信號，通過內部程序運算，控制DSP PWM 信號脈沖輸出，PWM信號經隔離、分相電路處理后，輸出移相脈沖，由驅動電路放大驅動開關管工作。系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時開關管驅動電壓、漏源電壓和輸出電壓實驗波形如圖11 所示，系統(tǒng)負載突變時開關管驅動電壓、漏源電壓和輸出電壓動態(tài)響應波形如圖12 所示。由圖11 可知，系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時，開關管工作于ZVS 狀態(tài)，開關管漏源之間承受的脈沖電壓峰值最大約為360 V，輸出電壓紋波小，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作性能良好。由圖12 可知，當負載突然變輕時，開關管驅動脈沖寬度變窄，脈沖寬度由10 μs 調整為8 μs 左右，因開關管導通時間變短，與之并聯(lián)的電容上電壓有所上升，開關管在輸出電壓調整過程中，漏源電壓峰值最大約為480 V 左右，輸出電壓經過70 μs 左右達到穩(wěn)定，實驗結果驗證了該控制系統(tǒng)設計的正確性與合理性。

圖11 穩(wěn)態(tài)時開關管驅動電壓、漏源電壓和輸出電壓實驗波形

圖12 負載突變時開關管驅動電壓、漏源電壓和輸出電壓動態(tài)響應波形

5 結束語

DC/DC 變換器種類繁多，應用在不同場合，但DC/DC 變換器是一個時變的系統(tǒng)，當輸入電壓或負載發(fā)生變化時，變換器需要根據各種時變情況快速響應，以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本文對H 橋隔離型ZVS DC/DC 變換器主電路進行了改進與設計，對基于BPNN-PID 混合算法的變換器控系統(tǒng)進行了建模與仿真，利用DSP TMS320LF2407 實驗平臺實現(xiàn)了對變換器PWM 脈沖寬度的在線調節(jié)，進而達到快速調整與穩(wěn)定輸出電壓的目的，仿真與實驗結果表明該系統(tǒng)響應時間短，控制性能優(yōu)良，系統(tǒng)的穩(wěn)定性得到了提高。