基于NB-IoT發射機的混合電源調制電路

梁振 石磊 徐肯 鄧進麗 林樹明

摘? 要：為解決由NB-IoT高均峰比調制信號引起功率回退，進而導致功率放大器效率變低的問題，文章采用40 nm 1P6M CMOS工藝設計，研究了一款適用于NB-IoT極性調制發射機的混合電源調制電路。芯片測試結果表明，當發射機的輸出功率為23.48 dBm時，采用此電路的極性調制發射機的效率可以提升12.0%，測量的發射機EVM（誤差矢量幅度）為6.9%，占用帶寬為175.22 kHz，整體性能均滿足3GPP測試規范要求。

關鍵詞：混合電源調制器;CLASS-AB放大器;CLASS-D放大器;極性調制發射機

中圖分類號：TN752? ? ? ?文獻標識碼：A 文章編號：2096-4706（2020）24-0060-04

A Hybrid Power Supply Modulation Circuit Based on NB-IoT Transmitter

LIANG Zhen，SHI Lei，XU Ken，DENG Jinli，LIN Shuming

（Guangzhou Letswin Microelectronics Co.，Ltd.，Guangzhou? 510663，China）

Abstract：In order to solve the problem of power back-off caused by high PAPR modulation signal of NB-IoT，further lead to the low efficiency of power amplifier，a hybrid power supply modulation circuit for NB-IoT polar modulation transmitter is designed by means of using 40 nm 1P6m CMOS process planning. The chip test results show that when the output power of transmitter is 23.48 dBm，the efficiency of the polar modulation transmitter using this circuit can be improved by 12.0%，the measured transmitter EVM（error vector magnitude）is 6.9%，and the occupied bandwidth is 175.22 kHz. The overall performance meets the requirements of 3GPP test specification.

Keywords：hybrid power supply modulator;CLASS-AB amplifier;CLASS-D amplifier;polar modulation transmitter

0? 引? 言

作為LTE的演進型技術，窄帶物聯網（NB-IoT）是旨在支持和優化窄帶物聯網應用的3GPP協議，并且朝著未來第五代（5G）移動通信演進[1]。為了延長電池的使用壽命和降低NB-IoT終端設備的成本，NB-IoT通信芯片需要低功耗設計并配備集成功率放大器。功率放大器是NB-IoT芯片中最為耗電的模塊，且最大遠程通信的輸出功率需要滿足22～25 dBm。如何提升NB-IoT芯片中功率放大器的效率、降低其功耗，近年來日益受到學術界和工業界的廣泛關注。

在極性調制發射機中，IQ正交信號在數字基帶中轉換為幅度信號和相位信號[2]，如圖1所示。相位信息搬移到射頻頻段后，通過非線性、高效率的功率放大器進行功率放大，而幅度信息通過功率放大器的電源電壓進行處理。在功率放大器的輸出端，相位信息和幅度信息合在一起，在高頻載波上還原出基帶信息，通過天線發射出去。極性調制發射機是非線性發射機，功率放大器中的放大MOS管工作在開關狀態，具有較高的效率，對功耗要求較高的系統（如NB-IoT），通常采用極性調制發射機。

傳統的電源調制電路通過低壓差線性穩壓器（LDO）實現[3]，如圖2所示。這種線性電源調制器具有較好的線性，輸出較小的紋波及較寬的帶寬，可以實現優異的帶內和帶外頻譜性能。然而NB-IoT的通信信號具有較高的均峰比（Peak-to-Average Power Ratio），較高的均峰比將導致功率放大器的功率回退，這種功率回退降低了功率放大器的工作效率[4]。

為解決由高均峰比引起的功率回退，進而導致的功率放大器效率變低的問題，文章采用40 nm 1P6M CMOS工藝設計，研究了一款提升NB-IoT極性調制發射機效率的混合電源調制電路，它由線性CLASS-AB放大器、非線性CLASS-D放大器和電流比較器等電路組成。測試結果表明，相對于傳統的LDO電源調制器，該電路可以使功率放大器的效率提升12.0%，發射頻譜模板（mask）和誤差矢量幅度（EVM）均滿足3GPP要求。

1? 混合電源調制電路原理

混合電源調制電路的原理圖如圖3所示，由線性CLASS-AB放大器，非線性CLASS-D放大器和CLASS-E功率放大器組成。CLASS-AB放大器工作于負反饋模式，不僅線性的跟蹤和放大包絡信號，而且還可以衰減CLASS-D放大器的開關紋波。而CLASS-D放大器提供大部分電流，以提高CLASS-E功率放大器的效率。使用遲滯比較器將CLASS-AB放大器的輸出電流與固定的閾值電流進行比較，比較的結果經過控制電路處理后輸出至CLASS-D放大器。在CLASS-D放大器中，當開關SW1閉合，SW2開啟時，流過電感L1的電流ID隨時間增加，負載電流中不需要的電流成分IAB流入CLASS-AB放大器。當電流IAB超過某一閾值時，開關SW1開啟，SW2閉合，流過電感L1的電流隨時間減小。由于電流IAB在兩個小閾值電流之間振蕩起伏，相對于PA其功耗占比很小，而CLASS-D放大器提供了大部分負載電流，因此PA的效率得到了提高。為了避免開關SW1和SW2同時導通，兩個開關通過非交疊時鐘驅動。開關頻率與閾值電流大小和電感L1取值有關，開關頻率fsw可以表示為：

其中，RL為PA的工作阻抗，V0為CLASS-AB放大器的輸出電壓，It為閾值電壓。當輸入信號為固定電壓值Vdd/2時，開關頻率達到最大值，為：

（2）

V0中開關頻率的紋波不能過大，否則會對發射機的輸出模板造成一定的影響。電感L1和閾值電壓It的合理取值會大大地減小開關頻率的紋波。CLASS-D放大器的輸出阻抗、電感L1和CLASS-AB放大器的輸出阻抗組成了串聯分壓網絡。因此，為了實現較小的開關紋波，電感L1取值應比較大，CLASS-AB放大器的輸出阻抗應比較小。由于低頻極點的存在，CLASS-AB放大器的環路增益具有一階特性，對于高于極點的頻率，環路增益將有一階衰減。

CLASS-AB和CLASS-D放大器的總功耗可以由式（3）表示：

（3）

其中，Rind為電感的內阻，Req和Ceq分別為CLASS-D放大器的等效輸出阻抗和等效輸出電容。

2? 混合電源調制電路設計

2.1? CLASSAB放大器電路設計

在極性調制發射機中，幅度信號和相位信號的帶寬比IQ正交信號拓寬了5～10倍[2]。因此線性放大器AB的帶寬需要做得足夠寬，從而使幅度信號的傳輸不失真。除此之外，線性放大器AB需具有較低的輸出阻抗，從而抑制CLASS-D放大器的開關噪聲。

為了滿足這些要求，文章中CLASS-AB放大器采用了兩級級聯放大器結構，如圖4所示。輸入級設計為軌到軌的結構，以擴大輸入和輸出電壓擺動范圍。第一級放大器為折疊式的共源共柵結構，輸入由兩對并聯的NMOS和PMOS管組成，使得當輸入到達接近電源或地側時，另外一對還可以正常工作。共源共柵MOS管提高了第一級放大器的輸出阻抗，從而提高CLASS-AB放大器的增益。當輸入共模處于中間電壓值時，輸入級的總跨導是NMOS或NMOS對的兩倍。由MOS管PM1和NM1組成的電路為CLASS-AB放大器的輸出級，也是第二級放大器，這種類似反相器的輸出結構，擴大了輸出電壓Vout的輸出范圍，使其具有接近軌到軌的輸出能力。輸入級和輸出級都設計為軌到軌結構，目的是使反饋增益網絡具有較大的動態范圍，提高CLASS-AB電路的線性度。第一級的輸出端通過串聯電阻R1和C1與放大器的輸出端相連是為了補償放大器的主極點，以改善穩定性。CLASS-AB放大器的增益帶寬積設計為200 MHz，負載電容為1 nF，仿真相位裕度大于60度。

2.2? 電流比較和控制電路

由遲滯電流比較器組成的電流檢測和控制電路原理圖，如圖5所示。該電路的主要功能是檢測和比較CLASS-AB放大器提供的電流，并為CLASS-D放大器產生一個的遲滯控制信號。控制信號應為：當CLASS-AB放大器輸出的電流增加到超過某一閾值電流It1+It2時，CLASS-D放大器應開啟;當CLASS-AB放大器輸出的電流減小到較低的閾值電流It2時，CLASS-D放大器應關閉。圖5所示電路工作原理如下：CLASS-AB放大器輸出電流通過NM1和PM1按比例復制，復制后的兩路電流相減后流向NM2。流經NM2和NM4的電流，通過電流鏡PM2和NM3進行比較。流經PM3的電流由閾值電流It1和It2來決定。PM2和NM3的輸出連接反相器INV1，并通過反相器輸出提供反饋信號V1來控制NM6和NM7的柵極電壓。當流經NM2的電流大于流經PM3的電流時，反相器INV1輸出為高電平，NM6的源漏阻抗Vds6小于NM7的源漏阻抗Vds7，此時流過NM8的電流沒有輸出到PM3，而是輸出到電源，PM3的電流等于It2。當流經NM2的電流小于流經PM3的電流時，反相器INV1輸出為低電平，NM6工作在截至區，PM3的電流為It1+It2。因此輸出給電流比較電路的上限閾值電流由It1+It2決定，下限閾值電流由It2決定。反相器INV1輸出的控制信號V1，經過兩級反相器后輸出至CLASS-D放大器。

3? 測試結果

混合電源調制電路通過40 nm 1P6M CMOS工藝進行物理驗證，其中CLASS-D放大器的面積為0.13 mm2，CLASS-AB放大器及比較器的面積也為0.13 mm2，芯片的顯微照片如圖6所示。

3GPP規范定義CLASS3最大發射功率為21～25 dBm，發射調制信號（12tone）占用帶寬（OBW）小于200.00 kHz，EVM小于17.5%，帶內雜散輻射（SEM）滿足測試模板要求。采用文章提出的混合電源調制電路所設計的極性調制發射機，發射性能測試結果如圖7和圖8所示。

圖7中，測量的最大發射功率值為23.48 dBm，發射調制信號占用帶寬為175.22 kHz，測量的SEM在3GPP測試標準以下。圖8中，測量的EVM為6.9%。因此測量的發射機調制性能均能滿足3GPP要求，且留有較大裕量，以覆蓋溫度、環境和生產工藝變化帶來的測量偏差。比較PA的效率可以得出，采用文章中混合電源調制電路的PA效率比直接調制電源PA的效率提高了12.0%。

4? 結? 論

文章采用40 nm 1P6M CMOS工藝設計，研究了一款集成于NB-IoT芯片的混合電源調制電路。芯片測試結果表明，當發射機輸出功率為23.48 dBm時，測量的EVM和OBW分別為6.9%和175.22 kHz，發射機效率提升12.0%，整體性能滿足測試規范要求。

參考文獻：

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作者簡介：梁振（1979—），男，漢族，山東泰安人，工程師，博士，研究方向：射頻集成電路設計。