60 GHz低損耗寬帶的超表面天線陣列

柯翔敏，施晨昀，陳江，陳瑞虹

(1. 華僑大學 網絡與教育技術中心，福建 廈門 361021；2. 南京理工大學 電子工程與光電技術學院，江蘇 南京 210000)

在5G概念提出后，人們對于更高速率通信的需求日益迫切，其中，毫米波頻段通信技術受到人們更多的關注.毫米波系統因為工作頻段高，有著通信速率快、穿透性強，分辨率高的優點.天線作為毫米波無線通信系統最前端，是決定整個系統通信速率和通信帶寬的重要組件.文獻[1]提出一種基于低溫共燒陶瓷(LTCC)工藝的高性能毫米波天線，但其造價高昂無法進行穩定量產.介質集成波導是毫米波天線的另一備選方案，但其本身的傳輸帶寬較窄約為7%[2-3].文獻[4]基于介質集成波導提出一種背腔寬帶天線，但其縱向剖面為3.6倍的波導波長，不利于集成,且傳輸損耗隨陣列尺寸增大而快速上升.

Kildal等[5]于2012年首次提出了間隙波導傳輸線概念.間隙波導傳輸線比等長度微帶線和空氣波導擁有更低的傳輸損耗，隨后陸續報導了基于間隙波導的幾種毫米波天線[6-7].但是，文獻中為了天線寬帶效果增設的附加結構依然具有高剖面的缺點.近年來關于寬帶超表面天線的研究成果給出了可能的解決方案[8-10]，文獻[7]基于文獻[11-15]的研究成果，提出了適用于sub-6 GHz頻段的寬帶超表面，該天線具有超低剖面寬帶特性.在此基礎上，本文提出一種結合寬帶超表面和間隙波導傳輸結構的毫米波天線陣列，并進行實際的安裝測試.

1 天線主體結構

天線陣列分為輻射結構和饋電網絡兩部分,如圖1所示.圖1中：上部輻射結構由金屬蓋板上的耦合縫隙與頂層的超表面組成.饋電網絡是間隙波導結構，它包含了一分二金屬條帶傳輸線和周期性金屬柱構成的帶阻結構.金屬條帶傳輸線末端為WR-15過度結構，能量從背面波導口饋送進入天線.天線陣列剖面為3.5 mm，約等于0.67 倍的波長(60 GHz).

(a) 天線結構示意圖 (b) 實際加工的天線陣列圖1 天線陣列的主體結構Fig.1 Main structure of antenna array

(a) 超表面頂層 (b) 超表面底層 圖2 超表面的結構示意圖Fig.2 Schematic diagram of super surface

1.1 超表面結構的設計

圖2為超表面的結構設計，圖3為超表面輻射體的特征模電流.圖2中：ws為枝節寬度；wg為縫隙寬度；wc為中縫寬度；wf為饋電縫隙寬度；lf為饋電縫隙長度.由圖2可知：超表面由13塊間隔0.1 mm的矩形貼片(0.85 mm×0.85 mm)組成，超表面底層為饋電縫隙(2.5 mm×1 mm).通過電磁仿真可以發現，其表面電流幅度存在3個零點(圖3(a))，驗證了超表面結構引入的是準TM30的諧振模式.

超表面輻射體的特征模電流依次對應天線的正交特征模mode1 4，如圖4所示.

(a) 天線表面電流 (b) 模式電流1 (c) 模式電流2

(d) 模式電流3 (e) 模式電流4圖3 超表面輻射體的特征模電流Fig.3 Characteristic mode current of trans-supersurface radiator

圖4 不同特征模電流的模式效率Fig.4 Mode efficiency of different characteristic mode currents

圖4中：|ηMS|為模式效率；f為頻率.由圖4可知：mode 1與mode 2的中心點表面電流幅值最高，為法向輻射模式，而mode 3與mode 4的中心點為表面電流零點，是全向輻射模式.

根據特征模理論，輻射結構的特征電流可以被視為幾個正交電流對疊加的結果[12].即

ImJn=λn·ReJn,

(1)

(2)

式(1),(2)中：Re和Im分別為特征輸入阻抗實部和虛部；Jn為特征表面電流；λn為特征電流的本征值；|ηMS|為模式效率，當其大于0.8時，表示所對應的模式為主要工作模式.對上部輻射結構利用特征模工具計算模式效率，并按照諧振頻點由低到高進行模式分類.

由圖4可知：位于超表面下方的縫隙諧振為49.8～56.6 GHz，準TM30模式即mode 1的諧振為53.0～70.0 GHz；當工作頻率大于65 GHz時，作為mode 1的正交特征模的mode 2與高階全向輻射模式mode 4也開始輻射.考慮到天線交叉極化電平與天線輻射方向圖的穩定性，天線應當工作于49.8～65.0 GHz的頻帶范圍內.

1.2 間隙波導功分器的設計

間隙波導功分器中，通過調整周期性金屬柱的尺寸和分布距離可以在特定頻段內形成人造磁導體.根據微波理論，人造磁導體等效微波開路可以屏蔽電磁波泄露，并降低傳輸損耗.圖5為周期性單元禁帶圖.圖5中：β為相移常數；f為頻率;電磁波能量在傳輸線上方0.1 mm厚度的空氣層中傳播，其他方向傳播的能量都會被周期性單元屏蔽，而周期性單元能提供的禁帶為48.0～67.0 GHz.

間隙波導功分器的基本形式，如圖6所示，其由傳統的一分二金屬脊線和人造磁導體填充結構共同組成.具體的尺寸參數如下：枝節寬度(Ws)為0.86 mm；枝節長度(Ls)為0.68 mm；變換端寬度(Wt)為

圖5 周期性單元禁帶圖 圖6 間隙波導功分器Fig.5 Stopband diagram of periodic structure Fig.6 Gap waveguide power divider

0.8 mm；變換端長度(Lt)為2.2 mm；傳輸線寬度(WT)為0.34 mm；縫隙中心距離(Wa)為5.15 mm.傳輸線末端為一阻抗變換結構，用于調整功分器和饋電縫隙之間的阻抗匹配.

當電磁波能量傳輸至傳輸線末端時，能量透過上方金屬層的縫隙與微帶超表面進行耦合，進而輻射到空間中.間隙波導與其他傳輸結構的60 GHz單位長度傳輸損耗對比，如表1所示.表1中：f為工作頻率.由表1可知：間隙波導的傳輸損耗相比微帶線降低了87%，與矩形波導的傳輸損耗最為接近，且無需精密焊接，制造成本下降50%以上.

表1 不同傳輸類型的傳輸損耗對比Tab.1 Comparison of transmission loss ofdifferent transmission types

2 天線陣列性能對比

使用HFSS對天線陣列進行有限元仿真，得到陣列的匹配帶寬在49.0～64.0 GHz,如圖7～10所示.由圖7～10所示可知：實際測量結果顯示天線能夠工作在48.5～64.8 GHz，與仿真結果一致性較好，覆蓋了5G 毫米波通信的無授權頻段.實測天線增益在工作頻段內可達11.8 dB，且交叉極化電平在-25 dB.基本滿足室內短距離通信的需求.

圖7 天線的工作帶寬 圖8 天線的陣列增益Fig.7 Operating band of proposed antenna Fig.8 Realized gain of antenna array

圖9 XOZ平面方向圖 圖10 YOZ平面方向圖Fig.9 Radiation pattern (XOZ plane) Fig.10 Radiation pattern (YOZ plane)

表2 不同設計的天線性能對比Tab.2 Antenna performance comparison of different designs

文中所設計的天線陣列與參考文獻中的天線性能對比，如表2所示.由表2可知：相比較其他文獻提供的天線陣列，文中所提出的天線陣列具有寬帶、低剖面的優勢.

3 結束語

基于特征模理論，提出一種60 GHz毫米波天線陣列，并對天線性能和表面輻射做出預測.天線具有低損耗，寬帶的特點.經過實測驗證,該天線能夠工作于48.5～64.8 GHz的范圍，覆蓋了57.0～64.0 GHz的無授權通信頻段,且具有11.8 dB的增益，結果與理論分析結果吻合.