一種低剖面混合結構引信天線設計研究

亓 東，王孟倫，李 曉，陳 彬

(中國空空導彈研究院，河南 洛陽 471009)

0 引 言

微帶天線是一種體積小、剖面薄、重量輕的小型化天線，其整體具有平面結構，容易實現導彈、衛星等載體表面的完整共形，在通信設備及武器裝備上有較為廣泛的應用[1]。大多數微帶天線在整體結構及饋電方式實現上較為簡便，當相對增益較高或有特殊波束要求，則需要采用陣列或特殊結構的微帶形式。天線工作于較高頻段如毫米波波段時，相對復雜的饋電線所引起的輻射損耗會引起天線整體的阻抗失配，造成遠場方向圖的畸變。

引信天線是彈載武器系統的重要組成部分，承擔末端對目標的回波探測功能[2]。目前，引信天線多采用波導縫隙類天線或微帶線性陣列天線形式，存在安裝空間大、成本高及方向圖控制困難等問題。本文設計了一種低剖面微帶混合結構形式的行波天線陣列結構，天線可便捷形成側射雙波束輻射方向圖，陣列的輻射單元為多個獨立微帶貼片，采用帶狀線平行定向耦合器對輻射單元饋電，新型多層的介質分布結合開口輻射窗的混合結構形式,既實現了單口徑雙波束以滿足引信多任務的訴求，又易于共形安裝，同時也展寬了天線的整體帶寬。

1 低剖面混合結構天線實現原理

1.1 常規平面結構微帶天線

無線電引信實現對空中飛行目標的作戰功能，完成對目標的近距探測任務。其遠場方向圖要求在彈體周向實現寬波束覆蓋，軸向方向窄波束且波束前傾，前傾角度由引戰配合決定[3-5]。當采用微帶陣列天線實現時，為實現前傾設計，天線需要采用行波線性陣列方式。陣列采用微帶直線陣時，其平面布局方式如圖1所示，其中，金屬饋線及矩形貼片均置于單層介質基板上，當需要實現波束傾角調整時，對饋電線進行相位調整處理，如圖2所示。

圖1 直線陣行波微帶天線Fig.1 Linear array travelling-wave microstrip antenna

圖2 折線型微帶陣列Fig.2 Polyline microstrip antenna

圖2中，通過調整相鄰單元之間折線的長度，可以改變單元間饋電相位差，從而達到調整波束傾角的目的[6]。但當工作于毫米波頻段時，折線部分的直角彎頭或曲線形式造成的輻射將產生較大的寄生輻射，類似于城墻線天線，其饋線的空間輻射可能超過矩形貼片的輻射，造成遠場方向圖的畸變。對于單層微帶結構，采用并饋方式，利用微帶功分器可以達到相位調整的目的，但復雜毫米波功分器造成的輻射同樣難以忽略[7-9]。

1.2 混合結構天線

本文采用多層結構帶狀線對開口矩形貼片進行饋電，天線通過在多層板開口露出有效電平面，可有效避免饋線的輻射，得到高效天線單元形式[10]。單個貼片的實現方式如圖3～4所示。

圖3 帶狀線饋電方式Fig.3 Stripline feed mode

圖4 單元剖面圖Fig.4 Unit profile

介質帶狀線連接饋電點與輻射單元，位于兩層介質之間，這樣可使金屬饋線無法產生輻射。輻射單元位于兩層介質之間，在其上輻射端面開一個與貼片單元同樣大小或略大的開口，即能夠使貼片正常的向上半空間產生輻射。

取相對介電常數εr=2.2，上下介質厚度h=0.5 mm，帶狀線寬度為0.22 mm，f0=35 GHz,采用有限元仿真計算對單個開口貼片饋電的方向圖如圖5所示。

圖5 帶狀線對單個單元饋電的方向圖Fig.5 Radiation pattern of each unit feeding by stripline

由仿真的遠場方向圖，通過帶狀線對單貼片單元饋電，可得到高增益且相對均勻的方向圖，是作為陣列單元的良好選擇。

通過將多層混合與天線金屬輻射平面以貼片開口形式相結合，使天線整體Q值得到優化，最終獲得天線帶寬的展寬。

為實現有限空間雙波束探測需求，以圖3所示的單貼片作為單元實現行波陣列單元，通過上下共口徑雙饋電網絡的方式實現雙波束探測。方向圖設計中，為實現低副瓣設計，一般采用通過四分之一波長阻抗變換線調整口面分布及阻抗匹配的方法，或者饋線不變，通過調整輻射單元面積的大小達到調整口面分布的目的，從而獲得要求的低副瓣特性[11-13]。本文利用平行線帶狀線定向耦合器對單個單元饋電，多個平行線帶狀線定向耦合器級聯形成饋電電路分別對應獨立的矩形貼片，通過控制不同單元定向耦合器耦合度的大小達到調整幅度分布的目的，通過調整饋線的長度達到控制相位分布的目的，從而調節陣列單元的幅相分布，實現特定的口面分布，以滿足低副瓣設計。通過帶狀線定向耦合器對圖3中的單元饋電，建立n元行波陣列天線，通過雙饋電切換，實現共口徑雙波束設計。其整體原理圖如圖6所示。

圖6 天線及饋電原理圖Fig.6 Antenna and feed schematic diagram

圖6中信號從第一級定向耦合器的饋電端口饋入，耦合一部分功率，通過耦合端口向第一個貼片單元饋電，同時信號通過定向耦合器的直通端口向下一級定向耦合器傳輸，繼續耦合至后面的貼片單元，逐級傳輸耦合，直至末端的匹配端口。

2 陣列設計及仿真

對陣列天線從射頻電路及場路兩方面進行分析。建立該特殊形式饋電電路的電路模型，根據預定要求的口面分布得到射頻電路的輸出結果，確定各單元對應的電路參數；根據計算得到的電路參數，建立全天線的電場分析模型分析，計算得到其遠場方向圖，驗證輸入模型的準確性。

2.1 天線電路參數計算

對于單個饋電點電路，建立一個5單元的陣列天線，各單元的平行線定向耦合器通過帶狀線級聯，耦合器耦合端連接貼片單元。在進行電路分析時，假設天線單元與饋線完全匹配，可將天線等效為與饋電線同阻抗的匹配負載。如圖7所示，設定向耦合器的輸入端電壓為V0，V1，V2，V3，V4，輸出端電壓為V0s，V1s，V2s，V3s，V4s，各定向耦合器對應的耦合度為C0，C1，C2，C3，C4，各貼片單元等效的負載處的耦合端電壓為V01，V11，V21，V31，V41。

圖7 上饋電點電路原理圖Fig.7 Schematic diagram of upper feed point circuit

當貼片單元處的饋電電壓V01∶V11∶V21∶V31∶V41=1∶1∶1∶1∶1且電壓同相時，陣列為均勻分布，此時的第一副瓣電平約為13 dB。

為實現低副瓣設計，取陣列的口面的分布為泰勒分布，等副瓣數目為7，設計副瓣電平SLL=-25 dB,經計算，滿足泰勒分布的理論電壓比為V01∶V11∶V21∶V31∶V41= -13.551 5∶-3.019 0∶0∶-3.019 0∶-13.551 5 dB。

耦合器的長度為λ/4，即耦合器的輸入端電壓與輸出端存在90°的相位差，將定向耦合器直接級聯時，各單元處將不同相。這時可在前一級定向耦合器的輸出端增加一段長度為3λ/4長的帶狀線，帶狀線的特征阻抗與耦合器特征阻抗相同，調節下一級耦合器輸入端的電壓，使耦合端單元處的電壓保持同相。

四端口平行線定向耦合器為各個端口均達到匹配的四端口網絡，各個定向耦合器均可以看作是前一級的輸入負載，同時末端端接匹配負載。沿傳輸方向可以看作處處均達到阻抗匹配,通過帶狀線調節相位后，各級定向耦合器輸入輸出電壓關系為：V0s=V1，V1s=V2，V2s=V3，V3s=V4，根據定向耦合器的工作原理，對于圖6中第一和第二級定向耦合器，存在：

(1)

(2)

V1=-j·V0s

(3)

(4)

則

V01=V0·C1

(5)

(6)

依次向下一級定向耦合器計算，可得到：

(7)

(8)

(9)

設置位于中心單元的定向耦合器C3=15 dB,即C3=0.177 8,由式(5)～(9)，聯立前面已得到的各單元電壓比，即可以計算出其余四個定向耦合器的耦合度。根據射頻仿真軟件中的帶狀線定向耦合器仿真計算功能，可得到各定向耦合器的特征參數，在ADS中建立電路的仿真模型進行計算驗證，圖7為電路顯示前三個單元的部分電路圖，在輸入端增加幅度為1 V的電壓源，對電路進行瞬態仿真，計算V01～V41各單元輸出電壓波形，其中典型的第一和第四單元電壓分別如圖8所示。

圖8 電路瞬態仿真輸出電壓波形Fig.8 The output voltage waveform of circuit transient simulation

由ADS電路仿真得到的輸出電壓波形圖，經輸出端增加帶狀線調整后，各單元的輸出電壓依次滯后一個周期，饋電相位同相，各電壓的幅度依次為0.038，0.130，0.185，0.130，0.038，歸一化并轉化為電平值后與理論電壓值相比，如表1所示。

由表1可知，仿真值與理論預期值非常接近，通過調整不同單元定向耦合器的耦合度，可獲得理論上需要的單元電壓值，從而達到調整天線的口徑場分布的目的。

表1 電壓分布對比Table 1 Contrast of voltage distribution

2.2 天線場路計算

根據電路仿真計算得到的耦合度數值，對定向耦合器的各項特征參數，如線寬、線長及平行線間距進行計算，得到各個單元及對應電路的參數后，在有限元電磁場仿真軟件中建立三維仿真模型，同時根據100 Ω饋線計算對應的貼片單元的長度及寬度參數，采用相對介電常數εr=2.2，介質厚度B=0.5 mm的介質基板，每個電路吸收端采用漸變結構形式，建立仿真模型如圖9所示。

圖9 三維仿真模型Fig.9 3-D simulation model

根據仿真模型加工天線PCB板，材料基材采用兩層RT/duroid 5880 (tm)基板，總厚度1.016 mm，上下外表面敷銅，加工完成后的天線外形如圖10所示。

圖10 天線加工外形Fig.10 Finished antenna configuration

在暗室對加工后的天線進行測試，得到其三維遠場方向圖，如圖11所示。仿真與實測對比如表2所示。通過對樣件的測試可知，兩個饋電點下的方向圖與仿真值均比較接近。

表2 仿真與實測對比Table 2 Contrast of simulation and test

圖11 H面遠場方向圖Fig.11 Far field pattern of H plane

天線駐波曲線如圖12所示。測試得到的遠場方向圖符合引信天線的波束前傾探測要求，兩種波束傾角的探測方向圖可分別適應不同的速度類型，同時天線副瓣較低，VSWR≤2的帶寬大于700 MHz，是一種性能優良的天線。

圖12 駐波曲線Fig.12 The VSWR curve

3 結 論

本文提出一種新型毫米波小型化低剖面多波束引信天線形式，混合多層結構具有小型化可共形安裝的優點。天線設計中采用場路結合的設計手段，可準確獲得電路參數，精確調整單元的饋電幅度及相位，具有良好的方向圖特性，解決了常規平面行波引信天線的方向圖畸變問題，可在有限口徑內便捷形成雙傾角波束，為無線電引信適應不同目標類型提供了新的前端探測技術手段[14]。