基于反激變換器的雙目標直接均衡方法

郭向偉 耿佳豪 劉 震 張 偉 卜旭輝

基于反激變換器的雙目標直接均衡方法

郭向偉 耿佳豪 劉 震 張 偉 卜旭輝

（河南理工大學電氣工程與自動化學院 焦作 454000）

新能源汽車串聯電池組各單體間不可避免的不一致性將會降低電池組的能量利用率及循環壽命，甚至危及新能源汽車使用安全。為改善串聯電池組的不一致性，該文創新性地提出一種基于反激變換器的均衡拓撲，利用結構簡單可靠的反激變換器實現均衡能量在整組電池和任意單體間轉移，所提出的拓撲減少了儲能元件的數量，降低了均衡系統的體積，而且能量傳遞的一次側僅需一組控制信號，降低了控制難度；在此拓撲基礎上，提出一種雙目標直接均衡控制策略，將充電過程和放電過程的均衡合二為一，同時實現充/放電過程最高端電壓的降低和最低端電壓的升高。仿真及實驗結果表明，該文所提新型均衡方法具有良好的動靜態均衡效果，能夠顯著地改善串聯電池組的一致性。

串聯電池組 反激變換器 雙目標 直接均衡

0 引言

鋰電池作為新能源汽車動力電池的第一選擇[1]，其應用于新能源汽車時，通常需要將多個電池串并聯構成電池組以達到應用要求。而各單體間不可避免的不一致性問題會導致電池組的能量利用率及循環壽命降低，甚至危及新能源汽車的使用安全。有效的均衡系統能夠顯著改善電池組一致性[2]，而串聯電池組的可靠性相比于并聯電池組更容易受到單體不一致性的影響[3-4]。本文針對串聯電池組的均衡展開研究。

均衡技術的研究主要包含拓撲結構及其控制方式。根據均衡能量耗散情況的不同，均衡拓撲可分為能耗型和非能耗型[5-6]。能耗型拓撲的典型代表是電阻放電式拓撲，其利用電阻進行多余能量的消耗[7]，優點是體積小、成本低，缺點是容易造成能量浪費且影響電池組整體的熱平衡。非能耗型主要利用電容器、電感器、變壓器等儲能元件來實現能量轉移?；陂_關電容器的均衡拓撲[8-10]體積小、控制簡單，但其依據壓差進行均衡，當單體壓差不大時，均衡過程容易受到回路開關器件的影響?；陔姼械木馔負鋄11-14]均衡速度快，但其所需電感數量較多，不利于均衡系統體積的縮小和成本的降低。基于變壓器的均衡拓撲[15-18]具有較高的均衡效率，且與主電路隔離。例如，一種基于多繞組變壓器的拓撲結構[17]，其優點是能量可以在任何單體之間傳遞，但多繞組變壓器具有體積大、復雜度高、漏磁嚴重等問題?；诙嗬@組變壓器的模塊化均衡方法[18]，相比于前者減少了體積、降低了成本，但模塊結構相對復雜，變壓器漏磁嚴重，且不利于擴展。均衡控制的研究主要涉及均衡指標的確定，由于單體電壓作為不一致性指標比較容易搭建實驗平臺且不影響均衡效果的驗證[16-18]，本文以單體電壓作為均衡 指標。

基于以上分析，結合反激變換器結構簡單、輸入電壓范圍廣、轉換效率高的特點，本文創新地提出一種基于反激變換器的體積小、易于擴展、控制簡單的均衡拓撲。在此基礎上，將充放電過程的均衡合二為一，提出最高端電壓、最低端電壓同時均衡的雙目標直接均衡控制策略，以實現新型拓撲的“物盡其用”。與單端電壓相比，均衡速度顯著提高。

1 均衡拓撲結構及工作原理

1.1 均衡拓撲結構

均衡拓撲結構如圖1所示。個單體組成的電池組包含2+4個二極管，2+3個MOS管，以及一個RCD吸收電路和兩個反激變換器。將電池組中每個單體依次標記為B1, B2, B3,…, B，將每個MOS管依次標記為S0, S1, S2,…, S2n+2；左邊的變換器用于給最高端電壓對應的單體放電均衡，其一次側的上、下兩端分別連接各單體電池左右兩側的MOS管，二次側通過一個MOS管和整個電池組相連；右邊的變換器用于給最低端電壓對應的單體充電均衡，其一次側經過一個MOS管和電池組整體連接，二次側的上、下兩端分別與各單體電池左右兩邊的MOS管相連。電池組右邊的開關矩陣另需增加一個MOS管S2n+2，在左邊變換器工作時導通此MOS管；而在右邊變換器工作時斷開此MOS管，以防止均衡過程發生短路。因為右側變換器一次側和整個電池組連接，為減小漏感尖峰電壓對MOS管安全性的影響，需要在右側的變換器增加一個吸收電路，本文采用成本低、結構簡單且應用廣泛的RCD吸收電路來減小漏感尖峰電壓對MOS管的影響。

圖1 均衡拓撲結構

新型均衡拓撲的特點在于：①僅需兩組變換器，均衡系統體積大大縮小、成本降低；②均衡能量可以在任意單體和電池組間直接轉移，縮小均衡路徑，提高均衡速度；③電池單體數量變化時，在滿足器件極限值的前提下，僅需增減相應的MOS管和二極管即可，電路易于擴展。

1.2 均衡拓撲工作原理

本小節以如圖2所示四節單體串聯均衡拓撲進行均衡原理的研究。

圖3所示為四節單體串聯均衡工作原理。設B3電壓最高，B2電壓最低，且電池組不一致性滿足均衡電路工作條件。左邊變換器能量傳遞分為兩個階段，這兩個階段MOS管S10保持導通。第一階段，如圖3a所示，導通MOS管S4和S7，電池B3為一次側電感充電，一次側電感感生一個電動勢，其極性為“上正下負”；第二階段，如圖3b所示，將MOS管S4和S7斷開，并導通變換器二次側MOS管S8，一次側電感將感生一個“上負下正”的感應電動勢，此感應電動勢耦合到二次側電感，極性為“上正下負”，二次側電感為電池組充電，整個過程實現均衡能量從B3到整組電池的轉移。右邊變換器能量傳遞過程分為三個階段，這三個階段MOS管S10保持斷開。第一階段，如圖3c所示，導通一次側MOS管S9，整個電池組給一次側電感充電，一次側電感電流不斷上升，將感生一個“上正下負”的感應電動勢；第二階段，如圖3d所示，斷開反激變換器一次側MOS管S9，此時，吸收電路中的電阻將儲存的漏感能量消耗掉，降低因漏感引起的尖峰電壓，保證電路安全工作；第三階段，如圖3e所示，導通B2對應的MOS管S3和S4，此時，S9斷開導致一次側電感感生的“上負下正”的感應電動勢耦合到二次側電感，極性為“上正下負”，二次側電感給單體B2充電，整個過程實現均衡能量從整組電池到B2的轉移。

圖2 四節單體串聯均衡拓撲

2 均衡拓撲參數計算

均衡拓撲的參數主要涉及左右兩個變換器的匝比，一次、二次側電感量以及MOS管控制信號的占空比等。為防止磁滯飽和，變換器必須工作在電流斷續模式。為保證均衡速度及可靠性，首先需要確定最大均衡電流。本文均衡實驗MOS管為意法半導體IRF630，其開關損耗和截止損耗很小，忽略不計。具體參數計算的過程如下所述。

首先，對兩邊變壓器制定同樣規則：變換器的匝數記為；一次側電感記為P，二次側電感記為S；一次側均衡電流記為P，最大值記為P；二次電流記為S；整組電池電壓為V，均衡對象電壓記為V；D為二極管導通壓降；為開關頻率，為周期；一個均衡周期內，一次側電感電流上升時間占空比記為，二次電流下降時間占空比記為￠；二次側電壓反射到一次電壓記為f。本節以左邊反激變換器為例進行參數計算的研究。

由1.2節可知，當斷開變換器一次側MOS管時，二次側感生極性為“上正下負”的感應電動勢，同時一次側產生極性為“上負下正”的感應電壓，稱為反射電壓f，有

此時，一次側MOS管上承受的壓降為V+f。由此可知，MOS管上承受的壓降由匝比決定。為減少一次側MOS管的電壓應力，匝比的設計不宜過大，但過小又影響均衡效果，所以匝比的選擇非常重要。

確定匝比后，還需確定一次、二次側電感量。最大均衡電流為

根據所需的最大均衡電流與選定的開關頻率可得電感P，有

則二次側電感為

一個均衡周期內，一次側電感電流為

二次側電感電流的表達式為

為保證電感復位，將代入式（6）可得

根據伏秒平衡原理，即

可得

左右兩邊變換器參數計算的不同在于，右邊變換器需要設計RCD吸收電路。吸收電路由電阻并聯電容再串接二極管構成，整體和右邊變換器一次線圈并聯。吸收電路中，如果過小，電容充電過快，電阻將很快消耗漏感能量，接著消耗部分一次側勵磁電感能量；如果過大，電容器充電過慢，導致能量傳遞給變壓器二次側電感延遲，則電阻將消耗部分一次側勵磁電感能量。若要避免這種情況發生，則需要計算出合適的值，使電阻只消耗漏感能量。RCD吸收電路的設計思路如下所述。

（1）確定吸收電容的電壓RCD，通常取反射電壓的2～2.5倍，但是RCD+V不能超過0.85DSS[19]，其中，DSS為MOS管的漏源極擊穿電壓。

（2）確定吸收電阻。RCD確定了以后，RCD吸收電路的損耗為

（3）確定吸收電容。吸收電容上的最大紋波電壓為

可根據合適的紋波電壓確定吸收電容的大小。

以上參數為均衡拓撲正常工作的功能性參數，新型均衡拓撲其中一個特點是易于擴展，擴展過程中，為保證MOS管及二極管安全穩定工作，必須使整組電池電壓小于MOS管及二極管的擊穿電壓。綜上，即可完成均衡拓撲的參數設計。

3 雙目標直接均衡控制策略

以往較多文獻[20-21]所研究的均衡控制策略是充電過程僅對能量較高的單體放電均衡，放電過程僅對能量較低的單體充電均衡。本文基于新型均衡拓撲，將充放電過程的均衡控制合二為一，提出如圖4所示的雙目標直接均衡策略。

充放電過程中，雙目標直接均衡同時實現最大電壓的降低和最小電壓的升高，此控制策略可使差異最大的單體首先得到均衡，從而提高均衡速度。具體控制方式如下：均衡過程，檢測電路及控制電路，首先判別出最大單體電壓Lmax，最小單體電壓Lmin，以及平均電壓Lave，設置均衡指標ref。如果Lmax-Lave＞ref，且Lave-Lmin≤ref，左邊反激變換器對最大電壓對應的單體放電均衡；如果Lmax-Lave≤ref，且Lave-Lmin＞ref，右邊的反激變換器對最小電壓對應的單體充電均衡；如果Lmax-Lave＞ref，且Lave-Lmin＞ref，繼續比較兩個差值的大小，如果Lmax-Lave≥Lave-Lmin，則左邊反激變換器對最大電壓對應的單體放電均衡；如果Lmax-Lave＜Lave-Lmin，則右邊反激變換器對最小電壓對應的單體充電均衡，如此往復至Lmax-Lave≤ref且Lave-Lmin≤ref，均衡電路停止工作。

圖4 雙目標直接均衡流程

4 仿真分析

由圖5和表1可知，充電過程，雙目標均衡用時5.8s，而單目標均衡用時15.2s，雙目標均衡速度顯著提高。放電均衡仿真結果如圖6所示，放電過程仿真數據見表2。

由圖6和表2可知，放電過程，雙目標均衡用時12s，單目標均衡用時41s，雙目標均衡速度顯著提高。綜合分析，相比于單目標，雙目標均衡速度顯著提高。另外，單目標均衡有個核心問題，隨著單體個數的增加，多個單體同時具備最高電壓或者最低電壓的可能性增加，可能出現均衡電路無法判斷均衡對象的情況，而雙目標均衡可以顯著減少此種情況的出現。

圖5 充電均衡仿真結果

表1 充電過程仿真數據

Tab.1 Simulation data of charging process

圖6 放電均衡仿真結果

表2 放電過程仿真數據

Tab.2 Simulation data of discharging process

5 實驗驗證

5.1 實驗參數設置

為驗證新型均衡方法的有效性，搭建了如圖7所示采用四節單體串聯的均衡實驗平臺。單體電池為日本索尼公司生產的18650型三元鋰電池，標稱電壓為3.7V，額定容量為3.2A·h。

實驗中，首先，需要設定最大均衡電流。其次，在此基礎上設置電感值和開關頻率，開關頻率太低，均衡速度慢，太高則開關損耗大；最后，電感值也不能太大或者太小，太大，電感的損耗增加，太小則易飽和。具體實驗參數見表3，PWM1、PWM2、PWM3、PWM4分別為左、右變換器一次側和二次MOS管對應的驅動信號。

圖7 均衡實驗平臺

表3 均衡拓撲參數

Tab.3 The parameters of the balancing topology

5.2 均衡實驗結果及分析

圖8所示為左邊變換器均衡實驗波形。圖8a所示為左邊變換器一次側MOS管的控制信號及一次、二次側均衡電流。一個控制信號周期內，一次電流直線上升，說明均衡目標在給變換器充電，二次電流直線下降，說明變換器在給整個電池組充電，一次、二次電流最大值分別為0.6A和0.5A；圖8b所示為一個控制信號周期內四個單體電池電壓的變化，第一階段，最高電壓電池給一次側電感充電，最高電壓先下降，當最高電壓電池給變換器充電結束后，因為極化效應，又上升一部分；第二階段，二次側電感給整個電池組充電，四個單體電池電壓先整體上升，當均衡電流為零后，因為極化效應，又下降一部分。

圖8 左邊變換器均衡實驗波形

圖9所示為右邊變換器均衡實驗波形。圖9a為右邊變換器一次側MOS管的控制信號及一次、二次側均衡電流。一個控制信號周期內，一次電流直線上升，說明整組電池在給變換器充電，二次電流直線下降，說明變換器在給均衡目標充電。一次、二次電流最大值分別為1.5A和1.2A。圖9b為一個控制信號周期內四個單體電池電壓的變化，第一階段，電池組給一次側電感充電，四個單體電池電壓先整體下降，當電池組給變換器充電完成后，因為極化效應，各單體電壓又上升一部分；第二階段，二次側電感將能量轉移給最低單體電池，最低電壓先上升，當均衡電流為零后，因為極化效應，又下降一部分。圖9c和圖9d是當右邊變換器一次側MOS管斷開瞬間，均衡拓撲有無RCD吸收電路所對應的一次側電感電壓波形，由圖9d可知，RCD電路吸收顯著降低了一次側的尖峰電壓，抑制了過高的d/d，保證了均衡電路安全有效的工作。

為更好地驗證均衡效果，設計了三組均衡實驗，分別是放電、充電和動態均衡實驗，實驗結果如圖10所示。放電均衡實驗的初始電壓分別為3.963V、4.005V、3.704V、3.952V，均衡結果如圖10a所示。圖中，B1～B4為每個電池的電壓。

充電均衡實驗的初始電壓分別為3.551V、3.584V、3.303V、3.605V，均衡結果如圖10b所示。動態均衡實驗初始電壓分別為3.762V、3.804V、3.303V、3.751V，其過程為：先以0.7A的電流充電60min，再擱置60min，最后以0.7A的電流放電30min，其結果如圖10c所示。由圖10可知，新型均衡方法在動態充放電過程中也有良好的均衡表現。

6 對比分析

以個單體構成的電池組為例，分析比對所提均衡拓撲與常見均衡拓撲，以進一步明確新型拓撲的特點，對比內容見表4。

文獻[21]基于儲能電感構建均衡拓撲，電路連線簡單、開關管控制方便，但其需要較多的電感，難以縮小均衡系統體積。文獻[22]屬于開關電容型均衡拓撲，均衡速度隨電壓差縮小而降低，均衡過程容易受到回路開關器件的影響。文獻[23]基于LC諧振建立均衡方法，雖然其儲能單元僅需一個電感、一個電容和一個二極管，但其所需開關管數量較多且控制復雜。文獻[24]基于單繞組變壓器建立均衡拓撲，所用開關管和二極管較少，理論上具有更高的均衡效率，但其結構復雜，且為防止電感電容諧振，對開關速度提出了更高要求。文獻[25]雖然使用開關器件較少，但其儲能單元結構復雜，且變壓器磁飽和問題突出。文獻[26]利用軟開關技術建立均衡方法，使得開關管的損耗得以降低，但仍未解決繞組過多帶來的體積龐大、漏感嚴重等問題。綜上所述，新型均衡拓撲具有儲能單元體積小、均衡速度快、易擴展等特點。

表4 所提均衡拓撲與常見均衡拓撲的對比（以個單體串聯為例）

Tab.4 Comparison of the proposed topology with common topologies (taking n cell units as an example)

注：E—優秀；G—良好；M—中等；S—偏差；P—較差。

7 結論

針對新能源汽車串聯電池組的不一致性問題，本文提出一種基于反激變換器的雙目標直接均衡方法。所提均衡拓撲具有儲能單元體積小、成本低、均衡速度快、易于擴展的特點。雙目標直接均衡控制策略將充/放電過程的均衡合二為一，同時實現充/放電過程最高電壓的降低和最低電壓的升高，提高均衡速度。仿真及實驗結果表明，本文所提新型均衡方法具有良好的動靜態均衡效果，能夠顯著改善串聯電池組的一致性。

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The Dual-Objective Direct Balancing Method Based on Flyback Converter

（School of Electrical Engineering and Automation Henan Polytechnic University Jiaozuo 454000 China）

The inevitable inconsistency among the cells of series battery pack of new energy vehicles will reduce the energy efficiency and cycle life of the battery pack, and even endanger the safety of the battery system. In order to improve the consistency of series battery pack, this paper innovatively proposes a balancing topology based on flyback converter, which uses a simple and reliable structure to realize the energy transfer between the whole battery and any single cell. The proposed balancing topology reduces the number of components and the volume of the balancing system, and only requires one set of signals on the primary side of the energy transfer, which reduces the control difficulty. Based on this topology, a dual-objective direct balancing control strategy is proposed, which combines the balancing of the charging process and the discharging process into one. Meanwhile, the reduction of the highest terminal voltage and the increase of the lowest terminal voltage in the charging/discharging process are realized. The simulation and experimental results show that the novel balancing method proposed in this paper has a good dynamic and static balancing effect, and can significantly improve the consistency of the series battery pack.

Series battery pack, flyback converter, dual-objective, direct balancing

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200022

國家自然科學基金（61703145）、河南省高等學校重點科研（19A470001）和河南省科技攻關（202102210093）資助項目。

2020-01-06

2020-05-05

郭向偉 男，1987年生，博士，副教授，研究方向為電動汽車能量管理系統。E-mail: gxw@hpu.edu.cn（通信作者）

耿佳豪 男，1996年生，碩士研究生，研究方向為電動汽車電池管理系統。E-mail: gjh809441455@126.com

（編輯 崔文靜）