車載永磁同步電機系統偏磁問題及補償

2021-04-06 12:04:04朱相軍羅建武許心一

微特電機 2021年3期

朱相軍，羅建武，徐剛，饒健，許心一

(東風汽車集團股份有限公司技術中心，武漢 430000)

0 引言

永磁同步電機直流偏磁是指相電流出現直流分量，使得硅鋼片磁場出現直流磁通，造成電機損耗增加，效率降低，震動，EMC等問題加劇，甚至影響電機壽命。隨著電動汽車發展，車載電機系統性能越來越成為我們關注的話題。我們主要考慮電機系統存在的電壓直流分量導致的電機系統偏磁。本文對電壓偏磁產生的原因進行了分析，并希望通過對PWM調制算法做適當的動態調整，以實現偏磁動態補償。

1 電機直流偏磁產生原因

電機直流偏磁是電機工作在一種非正常工作狀態，電機繞組電流產生了直流分量，從而導致電機產生了直流磁通[1-2]。永磁同步電機逆變電路和瞬態電路模型如圖1所示。從控制角度來講，理想狀態下我們不考慮硬件誤差。進行PWM調制時，往往是在三相電壓之間幅值一定、相差一定的基礎上，調節電壓與轉子磁鏈的相角，以產生不同相位、不同幅值的電流來驅動電機。但由于生產制造過程的隨機性，生產的電機總與設計理想模型存在差異，出現了隨機性的三相參數不對稱。由瞬態模型可知，當電機三相參數不對稱時，一般的PWM調制算法在保證線電壓相等的同時，卻忽略了相電壓的不平衡[3-4]，以致于相電流出現直流分量，導致偏磁。

圖1 三相逆變過程及瞬態模型

除此之外，由于硬件電路的開關過程時間對比調制算法控制周期并不能忽略，這也導致了調制PWM并不是等幅值、等相差的正弦調制，最終對于電機系統而言，就必然會存在電壓直流分量，導致電機工作在偏磁狀態[5]。

1.1 電壓直流分量產生

電壓直流分量是導致電機系統出現直流偏磁的主要因素，一般來講主要有兩點原因導致逆變電源系統出現電壓直流分量。

1.1.1 固有電壓直流分量

固有電壓直流分量為電機控制器本身存在，在電機控制器設計過程中不可避免，且能夠測量。其產生的主要原因是半導體器件的非理想化，即便我們對設計進行了優化，也不可避免地存在導通延時，導通壓降等。對于正弦調制波而言，一定會導致正負半波不對稱，相位差不相等。這種偏磁效應往往存在連續周期的影響，產生較大的轉矩脈動。磁鏈控制類算法對于固有電壓分量尤其敏感，會嚴重影響到控制精度與穩定性[6]。

1.1.2 電路引起的電壓直流分量

電路中的開關器件即便是設計中盡量做到選型一致，但電阻、電容的出廠誤差，以及電子元器件受工作溫度、負載差異等帶來的自身寄生參數變化，仍會帶來不可預測的直流電壓分量，且測量難度很大。

圖1電路模型中電機負載存在生產公差，三相參數隨機性的不一致也會帶來不可預測的相電壓直流電壓分量。

1.1.3 驅動過程電壓直流分量成分分析

以IGBT導通過程中出現電壓直流分量的原因為例進行分析，若在IGBT柵極施加開啟高電平，IGBT的集電極電流IC不會馬上上升，會存在一段延時時間td(on),隨著集電極電流IC開始上升,IGBT集電極和發射極電壓Vce開始逐漸下降[7]，此段時間為tr，如圖2所示，整個IGBT工作開通時間為t(on)=td(on)+tr；同理，IGBT關斷時間為t(off)=td(off)+tf。由于關斷存在延時，我們需要設定合適的死區時間，以保證上下管不會出現直通。死區時間的存在直接導致控制系統存在固有電壓直流分量。

圖2 典型IGBT導通過程

我們可以使用實驗設備對控制系統電壓進行諧波分析，提取出固有電壓直流分量，使用軟件進行補償。但即便對某一工作狀態下固有電壓直流分量進行較好的補償，由于IGBT柵極寄生電容Cge隨溫度、母線電壓變化等也會有較大變化[8]。針對單一工況采取的補償策略對于電機系統動態工況不一定能起到較好的補償效果。因此，一種控制器自檢電機偏磁狀態，進行電機偏磁補償的算法，對于電機系統動態工況非常必要。

2 動態補償方法分析

通過前文分析發現，針對電機系統某一工況，即便我們借助測量設備對控制參數做固定修改，將固有電壓直流分量校正為0，也不能適用于全動態工況[9]。而基于控制系統對偏磁進行動態補償，則需要進行偏磁觀測量提取和將提取出的偏磁觀測量應用于控制系統進行動態修正兩個步驟。

2.1 偏磁量提取

對于電機系統而言，系統本身一般不會附加電壓傳感器，即便額外增加了電壓傳感器，由于存在高頻PWM調制，我們并不能精確地測量三相輸出電壓。而電機系統本身就配有電流傳感器，因此通過測量直流電流分量來反映直流電壓分量，以此作為電壓偏磁補償反饋量，既可以避免增加額外的硬件電路單元，又能夠提高偏磁狀態量的測量精度。

引入直流電壓分量的三相電流偏磁波形示意圖如圖3所示。縱坐標為電流的相對幅值，以三相電流峰值平均值為單位1,橫坐標為相位，單位為弧度。

圖3 偏磁電流波形

此時三相電流表達式：

(1)

式中：x=ωt；A為電流幅值；β為電流與電機零位間相對相位；ΔiU，ΔiV，ΔiW就是可以反映三相偏磁狀態的量。由基爾霍夫電流定律可知，三電流直流分量滿足如下關系：

ΔiU+ΔiV+ΔiW=0

(2)

2.2 HIPWM調制過程分析

SPWM調制算法以正弦信號為基準調制波，與三角載波進行比較得到調制信號。HIPWM調制在此基礎上加入了三次諧波注入，彌補了SPWM調制電壓利用率不足的缺點。由于HIPWM規則簡單、便于硬件化實現，故被廣泛應用于高速電機控制[10]。

我們一般注入16.5%左右的三次諧波，注入三次諧波后的三相調制波表達式：

(3)

式中：a=0.165。調制補償就是通過電流采樣量處理得到的ΔiU，ΔiV，ΔiW,再進行一定的計算，得到ΔuU，ΔuV，ΔuW的反向補償量。

2.3 補償算法分析

由式(2)可知，三個偏磁補償反饋量存在耦合。而對于控制系統而言，我們希望控制系統輸入量、輸出量盡量少。越少的輸入變量和輸出量，系統越容易控制穩定。就當前系統而言，我們很難制定一個算法直接由三個反饋量參與計算得到三個控制輸出。

我們不妨選擇一個反饋量作為主反饋量參與計算，兩個次反饋量作為修正反饋量。同理，三個控制輸出也就變成了一個主控制輸出量和兩個次控制修正輸出量。當然，以三個電流直流分量中絕對值較大的為主反饋量。

2.4 補償算法實現

設計一個控制系統，我們主要考慮輸入量、控制環和輸出量三個要素。

輸入量：對于直流電流分量的計算，我們可以對三相電流進行峰值提取，通過對正負峰值取平均，得到近似直流分量。

控制環：對于簡化后的單輸入輸出控制環路，簡單的PI控制就能夠達到比較好的效果。值得注意的是，由于控制環輸入量需要通過對電流峰值正負平均得到，所以控制周期應該大于兩個電周期，便于進行輸入濾波。我們認為該控制周期內直流分量隨系統硬件變化產生的改變可以忽略。

輸出量：得到主控制輸出量之后，還需要基于主控制輸出量的值，整理得到另外兩相的修正輸出量。當ΔiU絕對值最大時，我們代入控制環，得到控制輸出量Δuout1，由式(2)變形得到：

ΔiU=-ΔiV-ΔiW

(4)

可以建立補償關系：

(5)

當ΔiV或ΔiW絕對值最大時,同理?？刂瓶驁D如圖4所示。

圖4 帶偏磁補償的電機控制程序框圖

3 實驗驗證

為了驗證以上偏磁補償算法的有效性，應用該補償算法進行了臺架實驗。控制電機系統是一臺偏磁現象明顯的電機系統。峰值功率為130 kW，峰值電流650 A，DC輸入電壓為350 V，選用YOKOGAWA DLM2024示波器進行截圖保存。載波周期為5 kHz分別進行了無偏磁補償和有偏磁補償實驗。截取波形如圖5所示，其中，縱坐標為電流，示波器的刻度為200 A/div；橫坐標為時間，示波器測量段刻度為200 ms/div,放大時間段刻度為2 ms/div。圖5(a)為無偏磁補償電流波形，圖5(b)為有加入偏磁補償電流波形。