直流母線電流采樣電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制

申永鵬 鄭竹風(fēng) 楊小亮 李會(huì)仙 唐耀華

直流母線電流采樣電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制

申永鵬1鄭竹風(fēng)1楊小亮1李會(huì)仙2唐耀華3

（1. 鄭州輕工業(yè)大學(xué)電氣信息工程學(xué)院 鄭州 450002 2. 鄭州宇通集團(tuán)有限公司 鄭州 451482 3. 潤電能源科學(xué)技術(shù)有限公司 鄭州 450000）

針對(duì)直流母線采樣電機(jī)控制系統(tǒng)電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制問題，分析傳統(tǒng)空間矢量脈沖寬度調(diào)制（SVPWM）方法的電流采樣機(jī)理，揭示其在直流母線采樣系統(tǒng)中不可觀測(cè)區(qū)域的存在機(jī)理，通過定義最小采樣時(shí)間的概念精確劃分出直流母線電流采樣不可觀測(cè)區(qū)域，進(jìn)而通過插入測(cè)量矢量和補(bǔ)償矢量提出直流母線采樣電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制（SSVPWM）方法及其電流重構(gòu)策略。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法的電流采樣誤差低于2%、相電流高次諧波含量低于3%、三相電流畸變率低于1.6%，為高性能矢量控制提供了精確的電流測(cè)量。

脈沖寬度調(diào)制 直流母線電流采樣 最小采樣時(shí)間 相電流重構(gòu) 采樣電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制方法

0 引言

永磁同步電機(jī)（Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM）具有功率密度高、調(diào)速范圍寬以及動(dòng)態(tài)響應(yīng)快等諸多優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于伺服驅(qū)動(dòng)、電動(dòng)汽車等領(lǐng)域。電壓空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）技術(shù)因其良好的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)性能，廣泛應(yīng)用于永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。電機(jī)相電流是矢量控制系統(tǒng)和保護(hù)策略的關(guān)鍵參數(shù)，準(zhǔn)確地檢測(cè)相電流對(duì)提高控制系統(tǒng)性能具有重要意義[1-2]。

采用傳統(tǒng)的SVPWM方式時(shí)，直流母線電流采樣會(huì)出現(xiàn)由于電壓矢量作用時(shí)間過短，而無法觀測(cè)到相電流的情況。針對(duì)此類問題，文獻(xiàn)[3]提出一種三態(tài)脈寬調(diào)制（Tristate Pulse Width Modulation, TSPMW）技術(shù)，使用三個(gè)相鄰的開關(guān)狀態(tài)構(gòu)成參考電壓，一定程度上縮小了不可觀測(cè)區(qū)域范圍，同時(shí)減小了共模電壓。文獻(xiàn)[4-5]通過在SVPWM周期末端插入測(cè)量電壓矢量，實(shí)現(xiàn)了相電流的重構(gòu)，但是也增加了開關(guān)損耗，且此方法的使用范圍有限。文獻(xiàn)[6]提出一種新的零電壓矢量檢測(cè)方法（Zero Voltage Vector Sampling Method, ZVVSM），該方法在不改變PWM信號(hào)的情況下，通過將低調(diào)制區(qū)域和扇區(qū)邊界區(qū)域的電流重構(gòu)死區(qū)移向空間矢量六邊形輪廓，避免了開關(guān)次數(shù)的增加。文獻(xiàn)[7-10]所提出的PWM移相法，能夠在非零電壓矢量作用時(shí)間過短時(shí)，通過移動(dòng)PWM波形來增大電流的可觀測(cè)區(qū)域，但這種方法仍可能出現(xiàn)移相后的電壓矢量作用時(shí)間小于最小采樣時(shí)間的情況。文獻(xiàn)[11]采用非對(duì)稱PWM方法，實(shí)現(xiàn)了非觀測(cè)區(qū)的部分電流觀測(cè)，但可觀測(cè)范圍有限。文獻(xiàn)[12]通過將兩個(gè)具有不同相位和幅值的附加矢量組合成指定的電壓指令矢量，來獲得可觀測(cè)的母線電流，但是同時(shí)也引入了諧波，導(dǎo)致實(shí)際電流波形發(fā)生一定程度的畸變。文獻(xiàn)[13]提出了一種新的混合PWM技術(shù)，在減小電流失真的同時(shí)，一定程度上擴(kuò)大了電流重構(gòu)范圍。

本文通過定義最小采樣時(shí)間的概念精確劃分出直流母線電流采樣不可觀測(cè)區(qū)域，通過插入測(cè)量矢量和補(bǔ)償矢量提出了直流母線采樣電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制（Sampling Voltage Space Vector Pulse Width Modulation, SSVPWM）方法，有效地減少了采樣點(diǎn)的更新頻率，同時(shí)避免了由于電流振蕩而導(dǎo)致的錯(cuò)誤采樣。所提出的SSVPWM方法實(shí)現(xiàn)了不同調(diào)制比下的電流采樣和重構(gòu)。同時(shí)，詳細(xì)地給出系統(tǒng)執(zhí)行的實(shí)時(shí)結(jié)構(gòu)，并進(jìn)行勻速、變速、低調(diào)制比、電流突變等情況下的實(shí)驗(yàn)。結(jié)果證明，該方法的動(dòng)靜態(tài)性能良好，能夠準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)相電流重構(gòu)，同時(shí)相電流諧波含量和電流畸變率較低，可為高性能矢量控制提供精確的電流測(cè)量。

1 直流母線電流采樣

所設(shè)計(jì)的永磁同步電機(jī)SSVPWM控制系統(tǒng)如圖1所示。

SVPWM是一種以生成圓形磁鏈為目標(biāo)的控制磁鏈跟蹤控制方法，通過逆變器的不同開關(guān)狀態(tài)所產(chǎn)生的實(shí)際磁通去逼近理想磁通圓。直流母線電流檢測(cè)電路如圖2所示，三相電壓型逆變電路的三個(gè)橋臂均以1表示上橋臂閉合，0表示下橋臂閉合[14-18]。

在SVPWM方式的驅(qū)動(dòng)下，存在八種基本開關(guān)狀態(tài)，這八種基本開關(guān)狀態(tài)構(gòu)成了PWM逆變器的八種基本電壓矢量，分別為6個(gè)基本非零矢量1(100)、2(110)、3(010)、4(011)、5(001)、6(101)和2個(gè)零矢量0(000)、7(111)[18-22]。磁鏈的軌跡控制是通過交替使用不同的電壓空間矢量實(shí)現(xiàn)的，如圖3所示。可根據(jù)八種基本電壓矢量將整個(gè)空間電壓矢量平面分為6個(gè)扇區(qū)。

圖1 永磁同步電機(jī)SSVPWM控制系統(tǒng)

圖2 直流母線電流檢測(cè)電路

圖3 空間電壓矢量

1.1 直流母線電流采樣原理

直流母線采樣法通過將電流檢測(cè)單元安裝在直流母線上，獲得直流母線上的電流信息，如圖2所示。直流母線瞬時(shí)電流與電機(jī)相電流之間的關(guān)系取決于逆變器的開關(guān)狀態(tài)，即在不同的基本電壓矢量作用下，直流母線電流與電機(jī)相電流的關(guān)系不同。以1(100)和2(110)為例：1(100)作用時(shí)，VT1、VT2和VT4導(dǎo)通，VT3、VT5和VT6關(guān)斷，電機(jī)A相電流a流過了直流母線，此時(shí)的直流母線電流dc與電機(jī)A相電流相等，dc=a，如圖4a所示。2(110)作用時(shí)，VT1、VT2和VT3導(dǎo)通，VT4、VT5和VT6關(guān)斷，流過直流母線的為電機(jī)A相電流a和電機(jī)B相電流b，此時(shí)的直流母線電流dc=a+b，如圖4b所示。由于電機(jī)三相電流a、b、c的關(guān)系為

不同基本電壓矢量作用時(shí)直流母線電流與電機(jī)相電流的關(guān)系見表1。

表1 直流母線電流與電機(jī)相電流的關(guān)系

Tab.1 Relationship between the DC bus currents and the phase currents

1.2 SVPWM電流不可測(cè)量區(qū)域

采用七段式SVPWM方法時(shí)，在一個(gè)扇區(qū)內(nèi)，分別有兩個(gè)非零基本矢量和兩個(gè)零矢量共同作用。以第1扇區(qū)為例，在一個(gè)PWM周期內(nèi)，當(dāng)兩個(gè)零矢量作用時(shí)，逆變器只有上橋臂導(dǎo)通或只有下橋臂導(dǎo)通，直流母線的電流為零；當(dāng)兩個(gè)非零矢量作用時(shí)，直流母線就會(huì)有電流流過，此時(shí)在直流母線上可以測(cè)得電流信息，如圖5所示。

由于PWM是對(duì)稱的，將前半周期作為分析對(duì)象，兩個(gè)非零電壓矢量的作用時(shí)間分別為sig1和sig2，在這兩個(gè)時(shí)間段內(nèi)可以對(duì)直流母線電流進(jìn)行采樣得到A相電流值a和C相電流的負(fù)值ic。

在實(shí)際電路中，由于IGBT導(dǎo)通時(shí)間on、PWM死區(qū)時(shí)間db以及A-D轉(zhuǎn)換時(shí)間的存在，直流母線在橋臂導(dǎo)通時(shí)并不能立即出現(xiàn)電流；又因?yàn)殡娏魃仙龝r(shí)間rise和采樣電路運(yùn)放器擺率sr的存在，母線電流不能立即穩(wěn)定，往往需要一定的時(shí)間，如圖6所示。

圖6 實(shí)際電流與理想電流

綜合上述情況，為實(shí)現(xiàn)電流信息的精準(zhǔn)采樣，必須給予采樣過程時(shí)間上的保證。因此將能采樣到準(zhǔn)確電流信息的最少所需時(shí)間定義為最小采樣時(shí)間min，有

式中，con為A-D轉(zhuǎn)化時(shí)間。

當(dāng)出現(xiàn)sig1≤min或sig2≤min的情況時(shí)，由于PWM占空比接近，開關(guān)狀態(tài)維持時(shí)間太短，無法測(cè)量到準(zhǔn)確的電流信息，故將在扇區(qū)內(nèi)出現(xiàn)這種情況的區(qū)域稱為不可觀測(cè)區(qū)域，主要包括扇區(qū)邊界區(qū)和低調(diào)制區(qū)，如圖7所示。

2 SSVPWM原理

2.1 扇區(qū)邊界區(qū)域

在扇區(qū)邊界區(qū)域，任意兩相PWM的占空比較為接近，從而導(dǎo)致非零基本矢量的作用時(shí)間過短，見圖7a中S1和S2。在不可觀測(cè)區(qū)域內(nèi)，SSVPWM首先在PWM波形中插入測(cè)量矢量，為保證能在充分的時(shí)間進(jìn)行電流測(cè)量，插入測(cè)量矢量時(shí)間def應(yīng)滿足

如果def太短，重構(gòu)電流的精度將會(huì)降低；但def太長，又會(huì)引入額外的電流失真。為了確保精確的電流重建并同時(shí)減小電流失真，根據(jù)實(shí)驗(yàn)經(jīng)驗(yàn)，這里令def=1.2(min+db)。

扇區(qū)邊界SSVPWM示意圖如圖8所示。為了不改變?cè)蠵WM的占空比和對(duì)稱性，按照插入多少補(bǔ)償多少的原則，在該相PWM的兩端進(jìn)行補(bǔ)償，S1從低電平跳變到高電平處和從高電平跳變到低電平處分別向前和向后移def/2，見圖8中的Sa。

圖8 扇區(qū)邊界SSVPWM示意圖

由于PWM波插入和補(bǔ)償?shù)陌l(fā)生，勢(shì)必會(huì)在該扇區(qū)引入新的非零基本電壓矢量，見圖7中的4(011)，作用時(shí)間為def。令該扇區(qū)的合成電壓為ref，作用時(shí)間為s，在原SVPWM周期中，有

又因

故

即

因此，SSVPWM并沒有改變合成電壓矢量的大小和方向，沒有引入相電流畸變。

2.2 低調(diào)制區(qū)域

在低調(diào)制區(qū)域，三相PWM的占空比較為接近，因此在兩個(gè)非零電壓基本矢量作用時(shí)均無法采樣到電流信息。如果沿用扇區(qū)邊界的解決方案，則只有一相電流可以被獲取，仍無法重構(gòu)出三相電流。為了解決此問題，在低調(diào)制區(qū)使用雙測(cè)量矢量插入法，低調(diào)制區(qū)域SSVPWM示意圖如圖9所示，即在PWM周期中部插入兩個(gè)測(cè)量矢量，且兩個(gè)測(cè)量電壓矢量3、4作用時(shí)間lm1、lm2的關(guān)系為

由圖9可知，在1扇區(qū)低調(diào)制區(qū)域，SSVPWM下的各基本電壓矢量作用時(shí)間。又因4=V1，3=2V1，根據(jù)伏秒平衡原理，可以得到與式（8）相同的結(jié)論。

3 SSVPWM電流重構(gòu)

3.1 SSVPWM電流采樣策略

上述分析可知，每個(gè)PWM周期都會(huì)產(chǎn)生4個(gè)電流信號(hào)，由于重構(gòu)三相電壓至少要獲得兩相電流信息，所以在一個(gè)PWM周期內(nèi)必須對(duì)直流母線采樣兩次，可觀測(cè)區(qū)域采樣時(shí)如圖10所示，1、2和3分別為三相PWM上升沿時(shí)刻。令mid為PWM中間時(shí)刻。

圖10 可觀測(cè)區(qū)域采樣時(shí)刻

仍以扇區(qū)1為例，在可觀測(cè)區(qū)域，第一次采樣時(shí)刻為sample1=(1+2)/2+delay；第二次采樣時(shí)刻為sample2=(2+3)/2+delay。其中，delay為采樣延時(shí)時(shí)間。理論上，采樣脈沖應(yīng)在1和2的中間時(shí)刻觸發(fā)采樣，但是根據(jù)1.2節(jié)的分析可知，電流穩(wěn)定需要時(shí)間，雖然在中間時(shí)刻采樣不用考慮IGBT導(dǎo)通和死區(qū)時(shí)間，但是仍然可能受到電流上升階段以及運(yùn)放器件的擺率影響，為了排除這種影響，給予采樣時(shí)刻一定的延時(shí)，有

扇區(qū)邊界采樣時(shí)刻如圖11所示，在不可觀測(cè)區(qū)域的扇區(qū)邊界，第一次采樣時(shí)刻為sample1=(2+3)/2+delay；第二次采樣為sample2=mid+delay。

低調(diào)制區(qū)采樣時(shí)刻如圖12所示，在低調(diào)制區(qū)，第一次采樣時(shí)刻為sample1=(2+3+def)/2+delay；第二次采樣不變。1、2和3分別為原三相PWM上升沿時(shí)刻。

由上述分析可知，在原不可觀測(cè)區(qū)內(nèi)，當(dāng)電壓矢量作用時(shí)間小于min時(shí)，通過測(cè)量矢量獲取相電流信息，有效消除了不可觀測(cè)區(qū)。

3.2 SSVPWM相電流重構(gòu)策略

為了區(qū)分電流極性，設(shè)定一個(gè)電流偏置offset。如圖10所示，若將兩次采樣結(jié)果a和-a的數(shù)據(jù)分別賦予1th和2th，直流母線電流檢測(cè)單元的采樣實(shí)際值a，c應(yīng)為a=1thSoffset，c=2thSoffset。因此可求出實(shí)際相電流為

圖11 扇區(qū)邊界采樣時(shí)刻

圖12 低調(diào)制區(qū)采樣時(shí)刻

式中，為直流母線電流檢測(cè)單元的增益。已測(cè)得兩相電流，可根據(jù)式（1）求得第三相電流為

圖13所示為系統(tǒng)執(zhí)行的實(shí)時(shí)結(jié)構(gòu)。所設(shè)計(jì)的SSVPWM方法中，PWM與主中斷共用同一個(gè)時(shí)鐘頻率。為了使采樣更加精確，采用PWM中斷單獨(dú)觸發(fā)，A-D轉(zhuǎn)化結(jié)束后，立即更新下一次采樣的采樣時(shí)刻。由于系統(tǒng)的PWM為上下計(jì)數(shù)模式，為了簡(jiǎn)化程序，保證A-D采樣轉(zhuǎn)換不占用太長時(shí)間，故均在向上計(jì)數(shù)時(shí)進(jìn)行采樣。另外為保證采樣的準(zhǔn)確性，每次采樣前均設(shè)置一次偽采樣。同時(shí)在PWM的后半周期執(zhí)行主中斷，可保證數(shù)據(jù)處理時(shí)采樣轉(zhuǎn)換完全結(jié)束。

圖13 系統(tǒng)時(shí)序結(jié)構(gòu)

4 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

4.1 實(shí)驗(yàn)裝置

為了驗(yàn)證所提出的直流母線電流采樣電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制方法的實(shí)際效果，在圖14所示的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。采用TMS320F28035型數(shù)字信號(hào)處理器（Digital Signal Processor, DSP），PWM載波頻率為5kHz，逆變器開關(guān)頻率為10kHz。采用一臺(tái)內(nèi)置2 500線增量式編碼器的永磁同步電機(jī)，通過MDA800A型電機(jī)驅(qū)動(dòng)分析儀，對(duì)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)進(jìn)行采集和分析。此外，采用型號(hào)為1LE001- 1AB42的西門子三相感應(yīng)電機(jī)作為負(fù)載電機(jī)。表2為實(shí)驗(yàn)所采用的永磁同步電機(jī)參數(shù)。

圖14 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表2 永磁同步電機(jī)參數(shù)

Tab.2 Parameters of PMSM

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

圖15為可觀測(cè)區(qū)域PWM波形與直流母線電流瞬時(shí)波形。可知，三路PWM（死區(qū)時(shí)間為2ms）跳變沿之間的相域充足，滿足最小采樣時(shí)間；圖16和圖17分別為不可觀測(cè)區(qū)域中扇區(qū)邊界和低調(diào)制區(qū)的PWM波形及電流采樣時(shí)刻。可以看出，在PWM周期內(nèi)的相應(yīng)位置被插入了測(cè)量矢量和補(bǔ)償矢量，其中def=6ms。系統(tǒng)對(duì)可觀測(cè)區(qū)域與不可觀測(cè)區(qū)域進(jìn)行準(zhǔn)確劃分，且采樣脈沖能夠準(zhǔn)確觸發(fā)。

圖15 可觀測(cè)區(qū)域PWM波形與直流母線電流瞬時(shí)波形

圖16 扇區(qū)邊界的PWM波形與直流母線電流瞬時(shí)波形

圖17 低調(diào)制區(qū)的PWM波形與直流母線電流瞬時(shí)波形

由于死區(qū)和IGBT導(dǎo)通時(shí)間的限制，直流母線電流并未在PWM上跳沿處立即出現(xiàn)。同時(shí)受運(yùn)放擺率的影響，電流上升后出現(xiàn)了一段時(shí)間的振蕩，這在圖15～圖17中都得到了體現(xiàn)，故實(shí)際采樣時(shí)間是在采樣脈沖出現(xiàn)后延時(shí)delay=1ms進(jìn)行采樣的。

重構(gòu)電流與實(shí)際電流波形如圖18所示。圖18a給出了相電流為3A時(shí)的實(shí)際波形和重構(gòu)波形。在SSVPWM方式下，重構(gòu)出的相電流與實(shí)際電流波形基本一致。此外，由于采樣轉(zhuǎn)換時(shí)間以及相電流重構(gòu)算法的執(zhí)行，必須消耗一定的時(shí)間，所以相比于實(shí)際電流，重構(gòu)電流的相位不可避免地會(huì)出現(xiàn)少許延遲。圖18c給出了相電流為4.5A時(shí)的實(shí)際波形和重構(gòu)波形。圖18b和圖18d分別為相電流為3A和4.5A時(shí)實(shí)際電流與重構(gòu)電流誤差。誤差為

式中，measured為實(shí)際相電流；reconstructed為重構(gòu)相電流。可見，在實(shí)際相電流值不同時(shí)，本文所提策略都能夠?qū)ο嚯娏鬟M(jìn)行采樣和重構(gòu)，且吻合度較高。

為了驗(yàn)證相電流重構(gòu)方法的實(shí)際可靠性，本實(shí)驗(yàn)對(duì)電機(jī)不同速度階段的電流波形進(jìn)行了測(cè)試。圖19為電機(jī)從靜止起動(dòng)到運(yùn)行整個(gè)過程中A相電流的實(shí)際波形和重構(gòu)波形。可以看到，無論是在變速還是勻速階段，相電流都能準(zhǔn)確地重構(gòu)。

圖18 重構(gòu)電流與實(shí)際電流波形

圖19 電機(jī)起動(dòng)過程中的A相電流波形

在實(shí)際的電機(jī)控制系統(tǒng)中，重構(gòu)電流能夠準(zhǔn)確地跟蹤到實(shí)際電流的變化是至關(guān)重要的。實(shí)驗(yàn)中，通過在電機(jī)平穩(wěn)運(yùn)行時(shí)突然改變實(shí)際相電流，驗(yàn)證本文方法的動(dòng)態(tài)性能。結(jié)果表明，該方法所重構(gòu)出的相電流，能準(zhǔn)確跟蹤到實(shí)際電流的變化，電流突變時(shí)刻波形如圖20所示。

圖20 電流突變時(shí)刻波形

圖21為低調(diào)制區(qū)的重構(gòu)電流與實(shí)際電流波形，調(diào)制度=0.15，轉(zhuǎn)速=150r/min。可以看到，相電流能夠被較好地重構(gòu)，但由于兩個(gè)電壓矢量的插入，三相電流畸變率有所增加。

圖21 低調(diào)制區(qū)的重構(gòu)電流與實(shí)際電流波形

為了更直觀地評(píng)價(jià)SSVPWM方式的實(shí)際優(yōu)劣性，設(shè)定轉(zhuǎn)速為600r/min，在相同的直流母線采樣和相電流重構(gòu)策略下，分別使用SVPWM和SSVPWM兩種調(diào)制方式獲得三相重構(gòu)電流波形，并對(duì)重構(gòu)電流波形進(jìn)行諧波分析和總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）計(jì)算。

重構(gòu)電流諧波如圖22所示。圖22a給出了傳統(tǒng)SVPWM方式下，直流母線采樣重構(gòu)電流波形以及諧波分析。可以看出，該調(diào)制方式下的重構(gòu)電流諧波含量很高，高頻諧波超過了14%。在圖19b中，SSVPWM方式下的三相重構(gòu)電流諧波含量明顯減少，高頻諧波含量衰減到不足3%。

圖22 重構(gòu)電流諧波

重構(gòu)電流畸變率如圖23所示。圖23a和圖23b分別是采用SVPWM和SSVPWM方式時(shí)的三相重構(gòu)電流畸變率。可知，SVPWM能夠在多數(shù)區(qū)域重構(gòu)出相電流，但在不可觀測(cè)區(qū)域失真較為嚴(yán)重，三相重構(gòu)電流的畸變率均在4%左右。SSVPWM方法的三相重構(gòu)電流畸變率相對(duì)較低，平均只有1.35%，與第2節(jié)的理論分析基本一致。

圖23 重構(gòu)電流畸變率

5 結(jié)論

本文針對(duì)傳統(tǒng)SVPWM無法兼容直流母線電流采樣的問題，提出一種直流母線電流采樣電壓空間矢量脈沖寬度調(diào)制方法。通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，所提出方法的有效性體現(xiàn)在：

1）SSVPWM方法不改變?cè)璓WM的占空比和對(duì)稱性，保持了SVPWM良好的動(dòng)靜態(tài)特性，可實(shí)現(xiàn)不可觀測(cè)區(qū)域三相電流的重構(gòu)，同時(shí)減少了諧波的引入和畸變率的增加。

2）SSVPWM方法有效地避免了由于死區(qū)時(shí)間、運(yùn)放擺率等因素引起的電流延時(shí)以及振蕩所導(dǎo)致電流采樣不準(zhǔn)確的問題，提升了電流采樣精度。

3）SSVPWM方法的電流采樣誤差低于2%、相電流高次諧波含量低于3%、三相電流畸變率低于1.6%，為高性能矢量控制提供了精確的電流測(cè)量。

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A Compatible SVPWM Method for DC Bus Current Sampling

11123

（1. School of Electrical and Information Engineering Zhengzhou University of Light Industry Zhengzhou 450002 China 2. Zhengzhou Yutong Bus Co. Ltd Zhengzhou 451482 China 3. Rundian Energy Science Technology Co. Ltd Zhengzhou 450000 China）

Aiming at the voltage space vector pulse width modulation problem of DC bus sampling motor control system, the current sampling mechanism of the traditional SVPWM method is analyzed, and the mechanism of the unobservable region in the DC bus sampling system is revealed. By defining the concept of minimum sampling time, the unobservable area of DC bus sampling system is divided accurately, and then the DC bus sampling voltage space vector pulse width modulation method (SSVPWM) and its current reconstruction strategy are proposed by inserting measurement vector and compensation vector. Finally, the experimental results show that the current sampling error is less than 2%, the higher harmonic content of the phase current is lower than 3%, and the THD of the three-phase current is lower than 1.6%, which provides accurate current for high performance vector control.

Pulse width modulation, DC bus current sampling, minimum sampling time, phase current reconstruction, sampling voltage space vector pulse width modulation (SSVPWM) method

TM341

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191854

國家自然科學(xué)基金青年項(xiàng)目（61803345）和河南省科技攻關(guān)項(xiàng)目（202102210303）資助。

2019-12-31

2020-09-24

申永鵬 男，1985年生，博士，副教授，研究方向?yàn)殡妱?dòng)汽車動(dòng)力系統(tǒng)驅(qū)動(dòng)與控制、能量管理與優(yōu)化。E-mail: shenyongpeng@zzuli.edu.cn

鄭竹風(fēng) 男，1993年生，碩士研究生，研究方向?yàn)橛来磐诫姍C(jī)控制。E-mail: zhufeng_zzuli@163.com（通信作者）

（編輯 崔文靜）