城際動車組四象限整流器控制策略研究與應用

楊春宇, 岳學磊, 相里燕妮, 高 闖

(西安中車永電捷通電氣有限公司 技術中心，陜西 西安 710016)

0 引 言

在城際動車組的牽引電傳動系統中，單相四象限整流器作為AC/DC轉換裝置，作用是穩定牽引變流器直流側電壓和網側單位功率因數，是牽引電傳動系統的重要環節[1-2]。

單相四象限整流器的控制方法主要分為2種:間接電流控制方法(即“幅相電流控制”)和直接電流控制方法。間接電流控制方法是通過控制整流器的輸入側電壓，使其和網側電壓保持一定的幅值和相位，進而間接控制其網側電流，使用穩定系統的狀態量作為控制量，未考慮暫態過程對系統狀態量的影響，因此系統的穩定性較差，響應較慢。直接電流控制方法是通過對網側電流直接控制，使其跟蹤給定電流信號的控制方法。直接電流控制方法使用電流閉環，可以使電流快速跟蹤參考電流，系統具有較好的動態性能[3-4]。

文獻[5]研究了四象限整流器常用的5種控制方法，并通過仿真手段對各種控制策略的控制性能進行對比分析，結果表明, 預測電流控制和瞬態電流控制可以達到直流側電壓穩定、網側電流諧波小、網側單位功率因數適當等控制目標。文獻[6]通過分析標準動車組四象限整流器電路拓撲結構和四象限控制器，建立了整車四象限整流器及控制系統數學模型。對由其形成的閉環系統進行了實時仿真研究，結果驗證了所建四象限整流器及控制系統的正確性。

本文采用電壓外環和電流內環的控制策略，分別以直流側給定電壓、網側給定電流為控制對象，對直流側電壓和網側電流進行無差、準確控制，實現了網側電壓、電流正弦性好，直流側電壓穩定、波動較小的控制目標。

1 四象限整流器數學模型

單相兩電平整流器主電路如圖1所示。其中，i，u分別為變壓器二次側輸出電流和空載電壓，uab為整流器輸入電壓，L為變壓器二次側電感，Cac為交流側濾波電容，Cdc為直流側支撐電容，RL為整流器側等效負載。當dq坐標系的起始位置與αβ坐標系重合時，有θ=ωt。

圖1 單相四象限整流器主電路圖

設ω為網側電壓基波角頻率，um、im、uabm分別為網側電壓、網側電流、整流器輸入電壓的基波幅值，φ為變壓器二次側輸出電流的初始相位角，φab為整流器輸入電壓的初始相位角，則網側電壓與電流的基波分量以及uab的基波分量可分別表示為

u=umsin(ωt)

(1)

i=imsin(ωt+φ)=idsin(ωt)-iqcos(ωt)

(2)

uab=uabmsin(ωt+φab)=udsin(ωt)+uqcos(ωt)

(3)

式中：id、iq分別為dq坐標系下的d軸電流和q軸電流,id=imcosφ，iq=imsinφ;ud、uq分別為dq坐標系下的d軸電流和q軸電壓，ud=uabmcosφab，uq=uabmsinφab。

根據基爾霍夫電壓定律(KVL)，可得:

(4)

將式(1)～式(3)代入式(4)，可得四象限整流器在dq坐標系下的數學模型為

(6)

為實現d、q軸電流的準確跟蹤控制，以電流PI控制器代替式(5)中的電流微分，則式(5)可變為

(6)

式(6)為電流前饋解耦控制算法。由式(6)計算得到ud和uq后，經逆Park坐標變換得到靜止坐標系下的電壓，進而得到調制信號。

2 四象限整流控制算法

2.1 SOGI算法

二階廣義積分(SOGI)算法結構框圖如圖2所示。

圖2 SOGI算法框圖

根據SOGI算法框圖，可得其輸出與輸入的關系式

(7)

(8)

由式(7)和式(8)可知，SOGI算法本質為一個二階帶通濾波器(BPF)與一個二階低通濾波器(LPF)所構成的正交對。

2.2 αβ軸電壓估計

變壓器二次側空載電壓u經過SOGI算法，可得靜止坐標系下的電壓分量uα和uβ，其框圖如圖3所示。

圖3 SOGI算法估計αβ軸電壓

(9)

(10)

2.3 αβ軸電流估計

αβ軸電流估計算法仍采用SOGI，其框圖如圖4所示。

圖4 SOGI算法估計αβ軸電流

圖4中估計αβ軸電流所用SOGI的實現方法與電壓估計所用的SOGI算法一致，不同之處在于此處iα直接用實際值而不用經過SOGI獲得，目的是提高動態響應速度。

2.4 兩電平整流器直流外環電壓控制

直流側電壓采用PI控制器進行調節，輸出經過陷波器以濾除直流側二倍脈動引起的給定電流波動，其框圖如圖5所示。

圖5 直流側電壓調節框圖

其中陷波器采用二階巴特沃斯陷波器，其傳遞函數為

(11)

2.5 整流器控制框圖

綜上，可以得到單相四象限整流器控制算法框圖,如圖6所示。

圖6 單相四象限整流器控制算法框圖

3 四象限整流起動過程

(1) 第1階段。首先接通預充電電阻，直流側電壓充電達到穩定狀態，此時切除預充電電阻，進入第2階段。

(2) 第2階段。切除預充電電阻后，經過一段預設時間的充電，系統充電達到穩定，且此時的網側電壓峰值達到了預設值。2個條件同時滿足后，系統解除脈沖封鎖，從預充電過程過渡到脈沖整流過程。

4 Simulink仿真與試驗結果

4.1 Simulink仿真結果

為驗證仿真狀態下，四象限整流控制策略在整流+牽引逆變系統中的性能，在Simulink仿真環境下，搭建基于單相四象限整流+牽引逆變控制系統的仿真模型，進行仿真測試。仿真使用的四象限整流系統參數如表1所示。

表1 單相四象限整流系統參數

四象限整流系統空載起動的網側電壓與電流波形、直流側電壓波形如圖7、圖8所示。可以看出，從預充電過程(1 s之前)過渡到脈沖整流(1 s之后)過程中，直流側電壓超調量較小，最終穩定在1 800 V左右。

圖7 四象限整流起動時的網側電壓及網側電流波形

圖8 四象限整流起動時的直流側電壓波形

牽引工況下，四象限整流系統的網側電壓與電流波形、直流側電壓波形如圖9、圖10所示。可以看出，網側電壓和網側電流同相位、波形正弦性好，直流側電壓穩定在1 800 V左右，波動較小(峰峰值20 V左右)。

圖9 牽引工況下的網側電壓及網側電流波形

圖10 牽引工況下的直流側電壓波形

圖11 制動工況下的網側電壓及網側電流波形

圖12 制動工況下的直流側電壓波形

制動工況下，四象限整流系統的網側電壓與電流波形、直流側電壓波形如圖11、圖12所示。可以看出，網側電壓相位比網側電流超前180°，波形正弦性好，直流側電壓穩定在1 800 V左右，波動較小(峰峰值50 V左右)。

4.2 組合試驗結果

為驗證四象限整流控制策略在四象限整流+牽引逆變系統中的性能，在中車大連電力牽引研發中心有限公司試驗中心進行組合試驗，試驗參數與仿真參數一致。圖13為試驗所用的四象限整流+牽引逆變一體牽引變流器。

圖13 試驗所用的四象限整流+牽引逆變一體變流器

四象限整流系統空載起動波形如圖14所示，從上到下分別是網側電壓、網側電流和直流側電壓。可以看出，從預充電過程過渡到脈沖整流過程中，直流側電壓超調量較小，最終穩定在1 800 V左右。

圖14 四象限整流空載起動時的試驗波形

牽引工況下的試驗波形如圖15所示，從上到下分別是網側電壓、網側電流和直流側電壓。從圖中可以看出，網側電壓和網側電流同相位、波形正弦性好，直流側電壓穩定在1 800 V左右，波動較小(峰峰值50 V左右)。

圖15 牽引工況下的試驗波形

制動工況下的試驗波形如圖16所示，從上到下分別是網側電壓、網側電流和直流側電壓。可以看出，網側電壓相位比網側電流超前180°，波形正弦性好，直流側電壓穩定在1 800 V左右，波動較小(峰峰值50 V左右)。

圖16 制動工況下的試驗波形

5 結 語

本文研究了基于城際動車組單相四象限整流器的電壓外環和電流內環的控制策略。仿真和高壓試驗臺驗證試驗結果表明：從預充電過程過渡到脈沖整流過程中，直流側電壓超調量較小。牽引/制動工況下，網側電壓和網側電流相位相差0°/180°、正弦性好，直流側電壓穩定，波動較小。