高效率開關電源的原理及特點研究

田進榮

摘要：電源作為工業時代的重要產品，可以為各種電子設備提供功率和電能，是整個電子設備系統的動力之源，開關電源作為電源中的后起之秀，使用周期長，耗能低，易控制，優勢明顯。隨著開關電源應用的發展，高效率、高功率密度開關電源更讓人青睞。本文將探討并舉例說LLC開關電源的原理及相關特點。

關鍵詞：LLC開關電源;原理;特點

一、引言

隨著電子信息時代的到來與快速發展，電子設備越來越常見在人們的生活各種領域之中，給人們生活以及生產帶來了巨大的改變，組成了現今生產之中的主要能動力來源，對社會生產力的發展起到非常重要的作用。電子設備離不開電源，所有的電子設備需要電源提供設備運行所需的能量。傳統的線性調整電源曾長期占據市場并發揮著重大作用，但其缺點也較為明顯，比如線路中的阻抗大，損耗也大，而開關電源中的開關過程耗能較少，并且前者是模擬控制，后者是數字控制。由于以上的原因，開關電源后來居上，隨著開關電源發展對高效率、高功率密度的需求，LLC開關電源在當前市場中占有了很重要的地位，應用的前景也非常的光明，所以未來預期非常強，做好LLC開關電源的研究，能夠在未來的競爭之中取得很好優勢。

二、開關電源的構成

從器件上來看，開關電源主要包括的是儲能器件以及開關器件。儲能器件包括電容以及電感等，開關器件包括MOS管，IGBT，三極管等。在工作時，需要輸入交直流電壓，輸出相關設備所需要的電流或電壓。因此其本質是一種電壓與電流的轉化裝置。

從組成部分來看，開關電源由四部分組成，其中首先是主功率電路，主要承擔電能的轉換與輸送，其次就是控制電路，結合取樣反饋參數控制主功率電路的輸出穩定。再次就是檢測反饋電路，對主功率電路中各個參數的監測與進行取樣反饋，獲取主功率電路的各項數據，進而判斷確定是否進行電源的保護措施，來保證電源的正常運行。最后就是輔助供電電源（啟動電源、供電）。

三、開關電源的工作原理

開關電源的工作過程很容易理解。在線性電源中，功率晶體管以線性模式工作。與線性電源不同，PWM開關電源使功率晶體管在導通和截止狀態下工作。在這兩種狀態下，添加到功率晶體管的V-A乘積很小（在導通狀態下，電壓低且電流大;在關斷狀態下，電壓高）;關閉時，電壓高而電流低），并且功率器件上的伏安乘積就是功率半導體器件上的損耗。

與線性電源相比，通過將輸入直流電壓斬波成幅度等于輸入電壓幅度的脈沖電壓，可以使PWM開關電源的工作過程更加有效。脈沖的占空比由開關電源的控制器調節。一旦輸入電壓被切成交流方波，就可以通過變壓器增加或減小其幅度。可以通過增加變壓器次級繞組的數量來增加輸出電壓。最后，對這些交流波形進行整流和濾波以獲得直流輸出電壓。

控制器的主要目的是保持輸出電壓穩定，其工作過程與線性控制器相似。換句話說，控制器的功能塊，參考電壓和誤差放大器可以設計為與線性穩壓器相同。它們之間的區別在于，誤差放大器的輸出（誤差電壓）在驅動功率晶體管之前先經過電壓/脈沖寬度轉換單元。

開關電源的主要工作模式有很多：正激轉換器，反激轉換器，降壓轉換器，橋式轉換器和推挽式轉換器。盡管每個部分的布局差異不大，但工作過程卻大不相同，并且每個部分在特定應用中都有自己的優勢。與高效率和高功率密度相比，LLC諧振軟開關電源具有明顯的優勢。

四、LLC諧振軟開關電源

近年來，LLC拓撲因其高效率和高功率密度而受到大多數設計人員的青睞。這種軟交換技術超越了任何以前的硬交換拓撲技術。

要了解LLC，我們首先必須了解軟交換技術。對于常見拓撲，當MOSFET開關時，MOSFETD-S之間的電壓和電流重疊，從而導致開關損耗。

提出了零電流開關（ZCS）和零電壓開關（ZVS）軟開關方法，以減少開關重疊。對于ZCS：在開關打開時將其電流保持為零，并在關閉之前將其減小為零。對于ZVS：在接通之前使開關管的電壓降至零，在斷開時使其保持零。

最早的軟開關技術是通過有損緩沖電路實現的。從能量的角度來看，是將開關損耗傳遞到緩沖電路，以改善開關的工作條件。這種方法不會提高轉換器的效率，甚至不會降低效率。目前，軟開關技術不再使用有損緩沖電路，該技術真正降低了開關損耗，而不是損耗轉移，這是諧振技術。諧振轉換器分為全諧振轉換器，準諧振轉換器，零開關PWM轉換器和零轉換PWM轉換器。全諧振變換器的諧振元件始終處于諧振狀態，而準諧振變換器的諧振元件僅參與能量轉換的一個階段，而不是整個過程。零開關PWM轉換器在準諧振的基礎上增加了一個輔助開關，以控制諧振元件的諧振過程。零轉換PWM轉換器的輔助諧振電路僅在開關接通和斷開時工作一段時間，而在其他時間停止工作。

全諧振變換器主要由開關網絡和諧振縫隙電路組成。它使流經開關管的電流變為正弦波而不是方波，然后試圖使開關管在特定時間導通，以實現零電壓或零電流切換。

對于LLC，通常在電流為負時打開開關。在接通之前，電流流經開關管內部的二極管，并且D-S開關之間的電壓被鉗位在0V（忽略二極管的壓降）。在關閉之前，D-S之間的電容器電壓為0V，并且不能突然改變，因此接近于零電壓關閉。

從以上分析可以看出，為了實現ZVS，開關電壓必須滯后于電流。因此，有必要使諧振通道一直處于感應狀態。

五、LLC諧振軟開關電源原理及應用

1諧振參數分析

1.1電路拓撲

圖1為LLC型串并聯半橋諧振變換器電路，主開關管S1和S2是固定0.5占空比互補導通，Lr、Cr與變壓器的并聯電感Lm構成LLC諧振網絡，整流二極管直接連接到輸出電容上。

LLC諧振變換的直流特性分為零電壓工作區和零電流工作區。這種變換有兩個諧振頻率。一個是Lr和Cr的諧振點，另外一個諧振點由Lm，Cr以及負載條件決定。負載加重，諧振頻率將會升高。這兩個諧振點的計算公式如下：

為了獲得最大效率，在設計電路時，有必要將工作頻率設置在FR1附近。在這些諧振器中，FR1是Cr和LR的串聯諧振頻率，主要是在工作過程中，隨著電壓的不斷降低，以確保其工作頻率可以穩定，從而獲得更大的收益并完成收益。對于當前的諧振頻率。當負載或輸入電壓發生變化時，可以通過選擇適當的諧振模式來實現LLC諧振變換

在實際情況下，LLC半橋電路的開關動作與半橋電路的開關動作沒有太大區別，但是當使用LLC半橋諧振電路時，由于增加了上下MOSFET，可以實現零電壓開路，以確保達到預期的效果。

通常，LLC半橋諧振電路的開關動作與半橋電路的開關動作相同，但是由于增加了諧振腔，LLC半橋諧振電路中的上，下MOSFET的工作方式有很大不同，這可以實現MOSFET的零電壓導通。工作波形如下：

圖2是理想的半橋諧振電路的工作波形。在圖中，vgs1和vgs2分別是Q1和Q2的驅動波形，IR是諧振電感LR電感電流波形，IM是變壓器漏感LM電流波形，Id1和Id2分別是次級側輸出整流二極管的波形，ids1是Q1的導通電流。波形圖根據工作狀態分為六個階段。以下是LLC諧振電路各狀態及工作狀態的詳細分析

T0?T1：Q1關，Q2開;此時，諧振電感上的電流為負，并流向Q2。在此階段，變壓器的漏感不參與諧振，Cr和LR構成諧振頻率，輸出能量來自Cr和LR。此階段以Q2關閉結束。下面的圖3顯示了在t0?T1工作階段中LLC半橋諧振電路的每個組件的工作狀態。

T1?T2：Q1關閉，Q2關閉;這是半橋電路的死區時間，諧振電感上的電流仍然為負。諧振電流使Q1的輸出電容器（COS）放電并使Q2的輸出電容器（COS）充電，直到Q2的輸出電容器的電壓等于輸入電壓（VIN），從而為下一次接通零電壓創造了條件。Q1的傳導。由于Q1晶體管正向偏置，而Q2晶體管正反向偏置，所以兩個電感器上的電流相等。輸出電壓高于變壓器的次級側電壓，D1和D2處于反向偏置狀態，因此輸出端子與變壓器分離。在此階段，LM，LR和Cr共同參與共振。隨著Q1的打開，T1?T2相結束。圖4顯示了LLC半橋諧振電路的每個組件在T1?T2工作階段的工作狀態。

T2?T3：Q1打開，Q2關閉（一旦Q1的輸出電容器放電至零）。此時，諧振電感上的電流仍為負，并且電流通過Q1的二極管流回到輸入（VIN）。同時，輸出整流二極管（D1）導通以為輸出提供能量。在此階段，變壓器的漏感（LM）不斷充電。只有LR和Cr參與共振。一旦諧振電感器LR上的電流為零，則T2-T3相結束。下面的圖5顯示了LLCT2?T3工作階段中LLC半橋諧振電路的每個組件的工作狀態。

T3?T4：此階段從諧振電感器LR電流變為負到正，Q1導通，Q2關斷，T2導通?T3相同諧振電感器電流開始從輸入端通過Q1流到地。變壓器的漏感LM由該電流充電，因此只有LR和Cr參與諧振。輸出仍由D1供電。Q1關閉時，T3?T4相結束。圖2-6顯示了LLCT3?T4工作階段中LLC半橋諧振電路各組件的工作狀態。

T4?T5：Q1關閉，Q2關閉;這是半橋電路的停滯時間。此時，諧振電感器電流對Q1的輸出電容充電，對Q2的輸出電容放電，直到Q2的輸出電容電壓為零，并且Q2的二極管導通，為零電壓導通創造了條件。第二季度。在此期間，變壓器的次級側與初級側分離，如T1?T2所示。在空載時間內，變壓器漏感LM參與諧振。此階段以Q2的開頭結束。下圖7顯示了T4?T5工作階段LLC半諧振電路各組件的工作狀態。

T5?T6：Q1斷開，Q2接通。由于T4?T5中Q2的輸出電容器已放電至零，因此T5?T6中Q2的導通電壓為零。能量由諧振電感器LR通過Q2提供，而輸出端由D2提供。此時，LM不參與LR和Cr的共振。該階段以諧振電感器LR電流變為零而結束，并且重復t0?T1狀態。下面的圖8顯示了LLC半橋諧振電路在T5?T6工作階段中每個組件的工作狀態。

從上述工作狀態可以看出，除了Q1和Q2死區時間外，大多數情況下，電路可以在由LR和Cr組成的更高諧振頻率下工作。在這種情況下，變壓器的漏感被輸出電壓鉗制，因此將以LR，CR串聯諧振腔的負載形式存在，并且不會參與整個諧振過程。由于這種無源負載，LLC諧振轉換輕負載穩壓器不再需要非常高的頻率。而且，由于這種無源LM負載，它可以在任何負載條件下工作在零電壓開關狀態。

1.2參數影響

LLC諧振變換器是在串聯/并聯諧振變換器的基礎上改進而來，由于較前兩者多了一個諧振元件其設計運用也變得復雜。根據交流分析法得到LLC諧振變換器的輸入輸出特性為

1.2.1k值的影響

對于具有固定輸入/輸出和功率的轉換器，匝數比n是固定的。如圖9（a）所示，在某個Q值下，不同K值的影響：隨著K值的增加，最大增益減小，并且在低輸入電壓下可能無法達到所需的輸出電壓，并且K值的增加，最大增益減小，為保證所需的輸出電壓，轉換器的工作頻率范圍變寬，不利于磁性元件的工作。但是，K越小，LM就越小。LM兩端的電壓是固定的。峰值電流隨著電感的減小而增加。當初級側開關斷開時，勵磁電感器的峰值電流流過，并且存在很大的斷開損耗。但是，如果關斷電流太小，則會影響零電壓導通零電壓導通和較小的關斷電流。

1.2.2Q值的影響

在確定了n和k值的情況下，Q值的大小直接關系到直流增益是否足夠大。對于特定的輸入電壓范圍Q值越小，所對應的開關頻率范圍越小（對于f0<f<fr這種工作模態而言），這樣有助于磁性元件的工作;但對于確定了的Lm和Lr，Q越小Cr越大，諧振腔的阻抗變小，使得變換器的短路特性變差，在負載較重的時候盡量選擇較小的Cr以達到要求的輸出電壓。

2電路分析

當開關頻率f<f0時可知諧振網絡呈容性狀態，不利于開關管的ZVS開關，就不展開討論了，下面先以開關頻率范圍f0<f<fr來分析LLC諧振電路的工作過程。

在f0<f<fr頻率范圍內變換器會因負載不同，其工作過程也有所不同，當電路工作在f0<f<fr范圍內時Lr與Cr等效成一容Ceq，整個諧振腔等效為Lm和負載并聯再與Ceq，諧振腔阻抗到底呈感性還是容性就要根據頻率和負載的輕重（Q值大小）而定。運用Saber軟件對LLC半橋諧振變換器在進行仿真，并進行模態分析。變換器Vin=270V，Vo=360V，額定功率500W，其中諧振網絡參數如下：Lr=27.4μ，Lm=137μ，Cr=92.4n。

2.1不同負載下的仿真與分析

2.1.1滿載

滿載情況下的模態分析及仿真波形分別如圖10及圖11所示。

Model（t0～t1）：t0時刻S2關斷，諧振電流對C2、C1（分別為S2、S1的寄生電容）充放電，S1端電壓開始下降，當降為零時S1的體二極管導通，為S1的ZVS創造條件。變壓器原邊電壓為上正下負，D1和D4導通，Lm兩端電壓被箝位為nVo，iLm線性上升，諧振只發生在Lr和Cr之間，Lm未參與諧振。

Mode2（t1～t2）：t1時刻ZVS開通，諧振電流以正弦形式流經S1。流過D1的電流為ir與iLm之差折合到副邊的值，由于T>Tr，ir經過半個周期諧振之后S1仍開通，當ir下降到iLm時流過D1和D4電流為零，實現了整流二極管的ZCS關斷。

Mode3（t2一t3）：D1和D4ZCS關斷后變壓器原副邊完全脫開，諧振網絡不再向副邊傳輸能量，Lm便不再被箝位于nVO，Lm與Lr、Cr一起諧振，由于Lm較Lr大得多，此時的諧振周期明顯變長，近似認為ir保持不變。t3時刻S1關斷。

下半個周期的分析與上述過程對稱，這里就不再詳述了。

從模態分析可見整個工作過程中包括了兩個諧振過程，一個是Lr和Cr的諧振，另一個則是Lm與Lr、Cr一起諧振。

2.1.2輕載

當負載變輕時，諧振電容上的電壓變低，如果其兩端電壓降到滿足條件

副邊整流二極管將不會導通。從ir和iLm的波形可以看出，向副邊傳輸的能量相對較小，原邊有較大環流存在，這使得變換器在輕載時損耗較大，然而也正因為較大的環流保證了開關管在較輕載時也能實現零電壓開關，如圖12所示。

2.1.3過載

負載過重時諧振電容兩端電壓紋波較大，當滿足條件時，其工作過程較滿載情況下有所不同，在諧振電流ir下降到等于iLm后由于有太多的能量存儲在諧振電容上，較高的VCr會使整流二極管導通，進入另一個諧振過程。從圖13（a）的ir和iLm波形可見這個諧振過程開關管的關斷電流（即為ir的一部分）很小，小于iLm，會使另一MOS管的開通失去零電壓開通的條件，如圖13（b）所示，諧振回路呈容性。

從上面的仿真分析可知，當頻率一定時負載越重橋臂中點間阻抗越易呈容性，負載越輕則易呈感性，更有利于開關管的零電壓開關。

2.2與f>fr時的比較

當開關頻率為F0<f<fr時，諧振網絡為感性網絡，這有助于導通開關管的ZVS，并且次級側整流二極管的電流在該頻率范圍內是斷續的，從而實現了零電流將整流二極管關斷，并消除了反向恢復引起的損耗。

F>FR的差異在于，在S2的接通期間中，LR和Cr的諧振電流IR大于勵磁電流ILM，并且當S1斷開IR時，C1和C2的充放電IR降低。當s2zvs打開時，IR迅速減小，直到IR=ILM，并且沒有能量傳輸到次級側。此時，次級側整流二極管完成換相并開始另一半周期對稱工作過程，這表明LM沒有參與諧振，這更像是普通諧振。同時，整流二極管上的電流是連續的，這將由于換向過程中的反向恢復而帶來損耗。

詳細分析了LLC系列并聯諧振半橋變換器在F0<f<fr頻率范圍內的工作條件，并對三個主要負載條件進行了仿真和分析。描述了設計中的幾個主要參數及其對轉換器設計和應用的影響

六、展望與總結

通過上面的討論，我們可以清楚地了解LLC軟開關技術的控制模式以及相關電源的特性。從線性電源到開關電源再到軟開關電源的發展無疑是科學技術的進步（降低能耗，提高電源效率，大大提高功率密度）。未來，LLC軟開關電源技術將繼續發展，效率將不斷提高。功率密度越來越高。同時，自動控制技術的引入將使軟開關電源的控制方法更加精細化和數字化，并更好地滿足信息時代人們對電源控制技術的需求。

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