基于CPU+FPGA的臨近空間信道模擬器設(shè)計

路 輝，董昕玉

(北京航空航天大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，北京 100191)

0 引言

臨近空間，一般指距海平面20～100 km的空域[1]。因物理高度和空氣密度等因素的影響，傳統(tǒng)的航空器和航天器無法在其間飛行。相較于衛(wèi)星所在的外層空間，臨近空間更易到達，同時，臨近空間高于飛機所在的傳統(tǒng)空間，在通信保障、情報收集、偵察監(jiān)視以及對空對地作戰(zhàn)等方面更具優(yōu)勢[2]。因此臨近空間的戰(zhàn)略價值與巨大潛力日益引起國際重視。

因臨近空間獨具優(yōu)勢的物理高度與其包含的平流層環(huán)境特性，與衛(wèi)星通信、陸地移動通信相比，臨近空間通信的傳播損耗和傳輸時延更小、覆蓋范圍更廣[3]。臨近空間信道模擬器可模擬臨近空間通信平臺與地面通信終端間的通信鏈路，有助于進行基于實驗室環(huán)境的臨近空間通信系統(tǒng)與通信設(shè)備的設(shè)計測試，進一步提高臨近空間通信的可靠性與有效性，節(jié)約時間成本與人力物力成本。

目前，臨近空間通信信道的研究多集中于特定波段范圍內(nèi)一種或兩種信道傳播特性的仿真建模。文獻[4]針對臨近空間低速飛行器構(gòu)建了Ka波段范圍內(nèi)的多徑衰落和降雨衰減的統(tǒng)計模型。文獻[5]通過估算多徑信道的參數(shù)，建立了臨近空間信道幾何仿真模型。文獻[6]對經(jīng)典Lutz模型進行修訂并從多徑衰落和降雨衰減兩個方面對Ka 波段通信信道模型進行研究仿真。文獻[7]基于廣義平穩(wěn)非相關(guān)散射(wide-sense stationary uncorrelated scattering，WSSUS)假設(shè)構(gòu)造了高動態(tài)環(huán)境下的平流層多徑散射通信信道。

本文在臨近空間信道傳播特性理論研究與仿真分析的基礎(chǔ)上，建立了綜合考慮路徑損耗、陰影衰落、多徑衰落、大氣吸收損耗、降雨衰減的臨近空間信道模型，設(shè)計并實現(xiàn)了基于CPU+FPGA軟硬結(jié)合架構(gòu)的臨近空間信道模擬器，并從多徑效應(yīng)、多普勒效應(yīng)、統(tǒng)計特性等方面進行性能指標(biāo)測試。該模擬器可有效復(fù)現(xiàn)上述信道傳播特性對傳輸信號的影響，可用作臨近空間通信系統(tǒng)設(shè)計研發(fā)的測試設(shè)備。

1 信道模型及建模方法

1.1 信道傳播特性

臨近空間自下而上包含平流層、中間層和熱層底層區(qū)域[8]，臨近空間飛行器或通信平臺多分布于大氣狀態(tài)穩(wěn)定的平流層，與地面移動終端通信時，傳輸信號需跨越水汽含量豐富、天氣現(xiàn)象復(fù)雜多變的對流層，信號傳輸至近地面時，還會受到地形地貌的影響。因此，將臨近空間信道傳播特性分為氣象性損耗與非氣象性損耗兩大類，氣象性損耗的產(chǎn)生原因是大氣和天氣變化。其中，非氣象性損耗包括路徑損耗、陰影衰落、多徑衰落等，氣象性損耗包括大氣吸收損耗、降雨衰減等。

自由空間路徑損耗是指特定環(huán)境下，信號能量變化僅與傳播距離有關(guān)[9]。陰影衰落是指當(dāng)信號傳播過程中遇到障礙物阻擋，信號產(chǎn)生衰落的現(xiàn)象[10]。

采用下述對數(shù)距離路徑損耗公式描述自由空間路徑損耗和陰影衰落的疊加效果。

(1)

其中：d是實際傳播距離，單位km，d0是近地參考距離，單位km，n是路徑損耗指數(shù)，由實際傳播環(huán)境決定，Xσ是均值為0的高斯隨機變量，單位dB。

多徑衰落是指信號傳輸過程中各種障礙物引起信號的反射、散射、折射和衍射，使到達地面移動終端的信號是多簇路徑信號的疊加的現(xiàn)象[11]。在這過程中，若通信收發(fā)兩端存在相對運動，則會產(chǎn)生多普勒效應(yīng)。多徑衰落可分為頻率選擇性衰落和平坦衰落[12]。根據(jù)信道包絡(luò)幅度分布不同，平坦衰落又可分為瑞利衰落和萊斯衰落，區(qū)別在于萊斯衰落信道包含直射信號路徑。不同參數(shù)下的瑞利分布和萊斯分布如圖1所示。

圖1 瑞利分布和萊斯分布

臨近空間通信中，平流層的臭氧、對流層的氧氣和水蒸氣會造成大氣吸收損耗。當(dāng)信號經(jīng)過降雨區(qū)時，雨滴對信號同時產(chǎn)生吸收和散射作用，形成降雨衰減，信號頻率10 GHz以上時，降雨衰減的影響不可忽視[13]。

1.2 建模方法

考慮傳輸距離與信號頻率，多徑衰落、大氣吸收損耗與降雨衰減是臨近空間信道建模必不可少的因素，下面也將對這3種信道傳播特性的建模方法進行仿真分析。

頻率選擇性衰落信道常用WSSUS模型[14]描述，模型將接收信號表示為獨立零均值復(fù)高斯過程和傳輸信號延時分量的乘積，即接收信號可以由式(2)表示：

(2)

式中，L為可分辨徑數(shù)量，Pl是第l個可分辨徑的功率，gl(t)是功率譜為多普勒譜的復(fù)高斯過程，可由平坦衰落模型建立。

WSSUS模型可用抽頭延遲線模型實現(xiàn)，每個抽頭均可等效為一個平坦衰落信道。

平坦衰落信道的建模以瑞利衰落為基礎(chǔ)，基于WSSUS假設(shè)，選用Zheng模型[15]，式(2)中的gl(t)可表示為：

gl(t)=gI(t)+jgQ(t)=

(3)

圖2 時域幅值

圖3 概率密度函數(shù)

圖4 自相關(guān)函數(shù)

圖5 互相關(guān)函數(shù)

建模時選用普適性較高的ITU-R模型[16]來預(yù)測降雨衰減，該模型適用的頻率范圍是1～55 GHz。模型所需的概率超過0.01%的年均降雨量參數(shù)由建議書提供的全球等溫線高度值計算得到。圖6為全球概率超過0.01%的年均降雨量分布圖，圖7是固定經(jīng)緯位置處的降雨衰減隨頻率變化曲線圖。

圖6 降雨量分布

圖7 降雨衰減隨頻率變化圖

逐譜線求和法[17]準(zhǔn)確性較高，因此用該方法預(yù)測大氣吸收損耗。逐譜線求和法需要對應(yīng)經(jīng)緯高位置處的干空氣氣壓、水汽分壓和溫度，圖8是利用2013年超強臺風(fēng)天兔的相關(guān)數(shù)據(jù)得到的固定經(jīng)緯高位置處的大氣吸收損耗隨頻率變化的仿真計算結(jié)果。

圖8 大氣吸收損耗隨頻率變化圖

2 CPU+FPGA實現(xiàn)

已有信道模擬器的實現(xiàn)有軟件、硬件、軟硬結(jié)合3種架構(gòu)。軟件架構(gòu)的信道模擬器不能產(chǎn)生實際信道，僅體現(xiàn)通信信道對傳輸信號的理論影響。硬件架構(gòu)的模擬器采用整體開發(fā)方式，可產(chǎn)生實際數(shù)字信道，但信道模擬器的維護、升級或更新十分受硬件設(shè)備影響。本文的臨近空間信道模擬器采用基于CPU+FPGA的軟硬結(jié)合架構(gòu)，充分利用CPU高效的數(shù)據(jù)處理能力、簡潔的用戶交互界面以及FPGA高速的計算能力。

2.1 模擬器設(shè)計指標(biāo)

本文臨近空間信道模擬器的設(shè)計實現(xiàn)基于綜合自由空間路徑損耗、陰影衰落、多徑衰落、大氣吸收損耗、降雨衰減等多種信道傳播特性的臨近空間信道模型，主要預(yù)期指標(biāo)如下：

◆ 射頻信號頻率：1 MHz～3.9 GHz；

◆ 中頻信號頻率：70 MHz；

◆ 采樣頻率：200 MHz；

◆ 輸入輸出阻抗：50 Ω；

◆ 多徑衰落類型：頻率選擇性衰落、平坦-瑞利衰落、平坦-萊斯衰落；

◆ 頻率選擇性衰落可分辨徑數(shù)：1～10；

◆ 瑞利衰落不可分辨徑數(shù)：1～16；

◆ 可分辨徑相對時延范圍：0～5 115 ns；

◆ 可分辨徑相對時延分辨率：5 ns；

◆ 多普勒頻移范圍：-1.6 MHz～1.6 MHz；

◆ 多普勒頻移分辨率：1 Hz；

◆ 多普勒擴展范圍：0～3.2 MHz。

2.2 總體架構(gòu)設(shè)計

本文信道模擬器信號處理流程如圖9所示，模擬信號經(jīng)過模數(shù)轉(zhuǎn)換變成數(shù)字信號進入信道，若輸入信號是射頻信號則需經(jīng)過下變頻，信號處理完成后，數(shù)字中頻信號經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換變成模擬中頻信號輸出，若需輸出射頻信號，可通過上變頻實現(xiàn)。PC機提供用戶交互界面并完成信道參數(shù)的更新計算。

圖9 信號處理流程

為便于調(diào)試與修改，本文采用模塊化設(shè)計，對CPU部分和FPGA部分的整體功能進行拆分，即，對圖9中的PC機與數(shù)字信道部分進行功能模塊設(shè)計，令不同的功能有不同的實現(xiàn)模塊?；贑PU+FPGA的臨近空間信道模擬器的模塊功能框圖如圖10所示。

圖10 臨近空間信道模擬器功能框圖

CPU部分的整體功能是參數(shù)配置與參數(shù)計算。FPGA部分的整體功能是信道傳播特性的添加實現(xiàn)。兩者通過數(shù)據(jù)通信部分進行參數(shù)傳輸。

首先，CPU部分包含文件輸入與參數(shù)配置、系統(tǒng)初始化模塊、收發(fā)機狀態(tài)更新模塊和信道參數(shù)計算模塊。文件輸入與參數(shù)配置通過一個用戶交互界面實現(xiàn)，該界面可輸入信號收發(fā)機的運動軌跡文件，可配置信號參數(shù)、信道傳播特性實現(xiàn)類型及對應(yīng)參數(shù)。系統(tǒng)初始化模塊產(chǎn)生不需隨時間更新的各類計算所需參數(shù)。收發(fā)機狀態(tài)更新模塊根據(jù)輸入的收發(fā)機運動軌跡文件計算信號收發(fā)機相對運動狀態(tài)數(shù)據(jù)。信道參數(shù)計算模塊則進一步計算FPGA部分實現(xiàn)信道傳播特性添加所需的各類信道參數(shù)。

其次，數(shù)據(jù)通信模塊是CPU部分與FPGA部分之間的通信樞紐，基于PCIe通信協(xié)議[18]完成信道參數(shù)的下發(fā)接收與裝幀解析，實現(xiàn)平臺包括CPU與FPGA。

最后，F(xiàn)PGA部分包含氣象性損耗實現(xiàn)模塊、路徑損耗+陰影衰落實現(xiàn)模塊、希爾伯特變換模塊和多徑衰落實現(xiàn)模塊。氣象性損耗實現(xiàn)模塊將大氣吸收損耗和降雨衰減這兩個氣象性損耗利用乘法器添加至數(shù)字中頻信號。路徑損耗+陰影衰落實現(xiàn)模塊將自由空間路徑損耗和陰影衰落添加至信號。希爾伯特變換模塊實現(xiàn)輸入信號的90°相移，輸出一路同相信號和一路正交信號。多徑衰落實現(xiàn)模塊包含延時模塊、通道多普勒頻移模塊、乘加模塊等3個主要模塊，可選擇將頻率選擇性衰落、平坦-瑞利衰落、平坦-萊斯衰落的其中一種添加至信號。

2.3 希爾伯特變換的硬件實現(xiàn)

希爾伯特變換模塊的實現(xiàn)核心是FIR濾波器的IP核。利用MATLAB的FDAtool工具箱生成濾波器系數(shù)，以COE文件格式導(dǎo)出后存入IP核。

綜合考慮希爾伯特變換效果與FPGA的資源使用，本文采用26階的希爾伯特濾波器，濾波器的幅頻響應(yīng)、相頻響應(yīng)、沖激響應(yīng)、零極點圖分別如圖11至圖14所示。

圖11 幅頻響應(yīng)

圖12 相頻響應(yīng)

圖13 沖激響應(yīng)

圖14 零極點圖

為進一步觀察希爾伯特變換的硬件實現(xiàn)效果，F(xiàn)PGA內(nèi)部產(chǎn)生一個位寬為16 bit、頻率為781 kHz的正弦信號輸入至希爾伯特變換模塊，ModelSim仿真的希爾伯特變換模塊輸出的同相信號與正交信號的時域波形如圖15所示，兩路信號滿足相位相差90°，希爾伯特變換的實現(xiàn)符合要求。

圖15 希爾伯特變換模塊輸出信號波形

濾波器的實現(xiàn)本質(zhì)上是一個卷積過程，模塊輸出的正交信號由輸入信號與濾波器系數(shù)卷積得到，則與模塊輸入信號相比，模塊輸出的正交信號發(fā)生位寬擴展，模塊輸出的同相信號位寬與輸入信號相同，為了保證后續(xù)輸入多徑衰落實現(xiàn)模塊的兩路信號位寬一致，需要對希爾伯特變換模塊輸出的正交信號進行截短處理。

2.4 通道多普勒頻移的硬件實現(xiàn)

多徑衰落的實現(xiàn)以平坦-瑞利衰落為基礎(chǔ)，基于式(3)，平坦-瑞利衰落應(yīng)實現(xiàn)M個通道的多普勒頻移。多普勒頻移硬件實現(xiàn)的核心結(jié)構(gòu)是直接數(shù)字合成器(DDS,direct digital synthesizer)，DDS是一種可將數(shù)字信號轉(zhuǎn)化成模擬信號的合成器，本文采用的合成方法是查表法。DDS基本組成結(jié)構(gòu)如圖16所示，包括數(shù)控振蕩器(NCO,numerically controlled oscillator)、數(shù)模轉(zhuǎn)換器、低通濾波器，其中NCO由相位累加器和只讀存儲器(ROM,read only memory)構(gòu)成[19]。

圖16 DDS基本組成結(jié)構(gòu)

ROM中存儲固定位寬和深度的、與相位對應(yīng)的量化幅值序列，相位累加器的輸出是ROM的地址，ROM輸出的數(shù)字序列在通過數(shù)模轉(zhuǎn)換和低通濾波器后便是模擬信號。本文多徑衰落實現(xiàn)模塊是對數(shù)字信號序列進行處理，因此在實現(xiàn)輸入信號的多普勒頻移時不需進行數(shù)模轉(zhuǎn)換和低通濾波。

通道內(nèi)基于DDS結(jié)構(gòu)產(chǎn)生的信號形式是余弦波，因此ROM存儲的是2π周期內(nèi)的量化余弦幅值序列。可在MATLAB中對一個2π周期內(nèi)的余弦信號按照相等的相位間隔進行采樣得到相位離散的余弦波，按照ROM位寬量化模擬幅值序列后得到相位離散、幅值離散的整周期余弦信號序列并存入ROM。

圖16中位寬是N的相位累加器以FPGA時鐘fclk為觸發(fā)，以頻率控制字K為步長進行累加運算，相位累加器的輸出再移位后的值是ROM的地址，當(dāng)相位累加器的累加結(jié)果達到2N時溢出，至此便完成一個2π周期內(nèi)的數(shù)字序列輸出。

DDS輸出的數(shù)字余弦波的頻率fo、FPGA時鐘fclk、相位累加器的位寬N、頻率控制字K之間的數(shù)學(xué)關(guān)系可用下式描述：

(4)

由式(4)可知，當(dāng)FPGA時鐘fclk與相位累加器的位寬N固定，改變頻率控制字K的值可改變相位累加器的累加速度，進而改變相位累加器的溢出時間，最終改變輸出數(shù)字余弦序列的頻率。

式(4)中DDS輸出的數(shù)字余弦波的頻率fo在通道內(nèi)中是Zheng模型的多普勒頻移數(shù)值，由多普勒頻移計算公式fo可以表示為：

fo=fRF×vrel/c

(5)

式中，fRF是傳輸信號頻率，vrel是收發(fā)機相對運動方向上的相對運動速度，c是光速?？梢?，上文中基于一階DDS結(jié)構(gòu)產(chǎn)生的頻率是多普勒頻移數(shù)值的數(shù)字余弦序列可以反映信號收發(fā)機的相對速度變化。若要更為精確地描述信號收發(fā)機的相對運動進而計算多普勒頻移，可以使用二階DDS或三階DDS[20]，將信號收發(fā)機間的相對加速度和相對加加速度也納入考慮范圍。本文采用三階DDS，時域上可理解為用相對加加速度修正相對加速度在收發(fā)機相對運動數(shù)據(jù)更新時間間隔內(nèi)的數(shù)值變化，進而修正相對速度在數(shù)據(jù)更新時間間隔內(nèi)的數(shù)值變化，以得到精度更高的多普勒頻移數(shù)值。

3 性能測試

為驗證本文臨近空間信道模擬器的衰落信道的統(tǒng)計特性實際值與理論值是否一致以及可分辨徑相對時延和多普勒頻移的實現(xiàn)是否滿足設(shè)計指標(biāo)，采用圖17所示的測試平臺進行模擬器的性能測試。

圖17 臨近空間信道模擬器測試平臺

信號發(fā)生器和衛(wèi)星導(dǎo)航信號模擬器用以提供測試信號，信號發(fā)生器可產(chǎn)生一定幅度與頻率的正弦信號，衛(wèi)星導(dǎo)航信號模擬器是實驗室自研設(shè)備，可產(chǎn)生GPS L1CA等導(dǎo)航信號。示波器和頻譜儀可分別直接觀察信號時域波形和頻譜。信道模擬器輸入輸出信號也可由邏輯分析儀ChipScope采集后導(dǎo)入MATLAB進行分析處理。

3.1 衰落信道統(tǒng)計特性驗證

本文信道模擬器可實現(xiàn)的多徑衰落類型有平坦-瑞利衰落、平坦-萊斯衰落、頻率選擇性衰落3種，多徑衰落的硬件模擬完成后，需進一步驗證瑞利衰落的一階統(tǒng)計特性和二階統(tǒng)計特性、萊斯衰落的一階統(tǒng)計特性、頻率選擇性衰落不同可分辨徑間的互相關(guān)特性與理論仿真值是否一致。

啟動信道模擬器，用ChipScope采集硬件模擬的多徑衰落幅值，導(dǎo)入MATLAB進行統(tǒng)計分析，此時模擬器不需要輸入信號。

首先，令多徑衰落類型是平坦-瑞利衰落，通道數(shù)設(shè)為16，最大多普勒頻移設(shè)為1.6 MHz，ChipScope采集輸出信號的序列長度是131 072。硬件模擬瑞利衰落的一階統(tǒng)計特性和二階統(tǒng)計特性如圖18至圖21所示，均與理論分布一致。

圖18 實測瑞利衰落幅度分布

圖19 實測瑞利衰落羅相位分布

圖20 實測瑞利衰落自相關(guān)

圖21 實測瑞利衰落互相關(guān)

其次，分別令多徑衰落類型是平坦-萊斯衰落和可分辨徑數(shù)目為2的頻率選擇性衰落，其余參數(shù)與平坦-瑞利衰落時相同。萊斯衰落的幅度分布如圖22所示，實測分布與理論分布基本一致。頻率選擇性衰落兩個抽頭的瑞利衰落間的互相關(guān)如圖23所示，數(shù)值在0上下波動且在-1和1之間，結(jié)合圖18至圖21的瑞利衰落的一階統(tǒng)計特性和二階統(tǒng)計特性實測結(jié)果，可知頻率選擇性衰落滿足WSSUS假設(shè)。

圖22 實測萊斯衰落幅度分布

圖23 實測頻選衰落互相關(guān)

3.2 可分辨徑相對時延測試

頻率選擇性衰落的可分辨徑的傳輸信號之間，因傳輸路徑不同，到達信號接收機的時間不同，可分辨徑相對時延可用來描述不同路徑傳輸信號間的相對時延量。

進行可分辨徑相對時延測試時，信道模擬器需要實際輸入信號，可通過示波器直接對比觀察延時前后的信號時域波形。

首先，令信號發(fā)生器產(chǎn)生一個頻率是20 MHz、幅度是800 mVPP的正弦信號作為信道模擬器的輸入信號。之后，令信道模擬器的兩路D/A分別輸出延時模塊輸入信號和延時模塊輸出信號，并接至示波器的CH1和CH2。示波器開啟延時掃描并設(shè)置為邊沿觸發(fā)模式，用CH1通道信號作為觸發(fā)信號，觀察示波器兩通道信號間的時延。

時延是5 ns和5 115 ns時的示波器顯示如圖24和圖25所示。因輸入正弦信號頻率是20 MHz，周期是50 ns，所以時延是5 115 ns時，示波器顯示的非整周期時延是15 ns，示波器結(jié)果圖與設(shè)置值吻合，信道模擬器多徑時延的實現(xiàn)滿足設(shè)計指標(biāo)。

圖24 延時5 ns時的示波器顯示

圖25 延時5 115 ns時的示波器顯示

3.3 多普勒頻移與擴展測試

信號經(jīng)多徑衰落后，到達接收機的信號是多徑合成信號，接收信號的頻率分量增加，頻譜展寬，產(chǎn)生多普勒擴展。多徑傳輸中每個子徑內(nèi)的傳輸信號經(jīng)歷多普勒頻移。

進行多普勒頻移與多普勒擴展的測試時，信道模擬器需要輸入信號，考慮多普勒頻移以單頻信號為測試信號、多普勒擴展以調(diào)制信號為測試信號時更利于測試結(jié)果的對比觀察，多普勒頻移的測試采用信號發(fā)生器產(chǎn)生的正弦信號作為測試信號，多普勒擴展的測試采用衛(wèi)星導(dǎo)航信號模擬器產(chǎn)生的GPS L1CA信號作為測試信號。

測試多普勒頻移時，信道模擬器多徑衰落類型選擇平坦-瑞利衰落，通道數(shù)M=1。由公式推算，輸入信號是正弦信號、瑞利Zheng模型的通道數(shù)M=1時，輸出信號應(yīng)有f+fd和f-fd兩個頻點，f是輸入信號頻率，fd是多普勒頻移量，同時因FPGA實現(xiàn)希爾伯特變換時對輸出的正交信號進行截短處理，兩個頻點的幅值或功率并不相等。

圖26是輸入信號頻率20 MHz、幅度800 mVPP，頻移設(shè)定值是1.6 MHz時的頻譜儀顯示。圖27是輸入信號頻率20 MHz、幅度800 mVPP，頻移設(shè)定值是5 kHz時的頻譜儀顯示。圖28是輸入信號頻率5 MHz、幅度800 mVPP，頻移設(shè)定值是8 Hz時的頻譜儀顯示。圖29是輸入信號頻率5 MHz、幅度800 mVPP，頻移設(shè)定值是7 Hz時的頻譜儀顯示。由圖28和圖29可驗證模擬器可實現(xiàn)1 Hz的多普勒頻移分辨率，由圖26可驗證模擬器可實現(xiàn)1.6 MHz的多普勒頻移最大值，因此信道模擬器多普勒頻移的實現(xiàn)滿足設(shè)計指標(biāo)。

圖26 多普勒頻移為1.6 MHz

圖27 多普勒頻移為5 kHz

圖28 多普勒頻移為8 Hz

圖29 多普勒頻移為7 Hz

測試多普勒擴展時，信道模擬器多徑衰落類型選擇平坦-瑞利衰落，通道數(shù)M=8，多普勒頻移最大值設(shè)定為1 MHz。衛(wèi)星導(dǎo)航信號模擬器產(chǎn)生的GPS L1CA信號的中頻頻率是42.966 MHz。

用ChipScope采集模擬器輸出信號，導(dǎo)入MATLAB進行頻譜分析。輸入信號的頻譜如圖30所示，主瓣帶寬約為2 MHz，輸出信號的頻譜如圖31所示，主瓣帶寬約為4 MHz，頻譜擴展約2 MHz，符合設(shè)定值，信道模擬器多普勒擴展實現(xiàn)良好。

圖30 輸入信號頻譜

圖31 輸出信號頻譜

4 結(jié)束語

本文在理論分析臨近空間信道傳播特性的基礎(chǔ)上，研究了多徑衰落、大氣吸收損耗和降雨衰減的建模方法并用MATLAB進行仿真。基于CPU+FPGA的軟硬結(jié)合架構(gòu)實現(xiàn)了能夠模擬路徑損耗、陰影衰落、多徑衰落、大氣吸收損耗和降雨衰減等信道傳播特性對傳輸信號的影響的臨近空間信道模擬器。該模擬器具有簡潔全面的用戶交互界面與高速有效的信號處理模塊，易于操作，功能豐富，便于升級，具有靈活的可擴展性。實測表明，本文的臨近空間信道模擬器生成的多徑衰落幅值的統(tǒng)計特性與理論值吻合，多徑時延與多普勒頻移等關(guān)鍵部分的實現(xiàn)滿足設(shè)計需求，多普勒擴展實現(xiàn)良好。因此，本文設(shè)計的信道模擬器可用于臨近空間通信系統(tǒng)與通信設(shè)備的研發(fā)測試，可有效縮短研發(fā)周期，節(jié)約測試成本。后續(xù)研究中可進一步擴展信道規(guī)模，豐富信道傳播特性，優(yōu)化系統(tǒng)性能。