PWM與移相結合控制DAB變換器回流功率優化

汪強林,張 春*,童澤軍,高鵬程,吳 爽

(1.高端裝備先進感知與智能控制教育部重點實驗室，安徽蕪湖 241000；2.安徽工程大學電氣工程學院，安徽蕪湖 241000)

0 引言

隨著社會進步，開發新能源逐漸成為各國的首要戰略目標[1].雙主動全橋(dual active bridge，DAB)DC/DC變換器(以下簡稱DAB變換器)具有結構對稱、能量雙向流動、電氣隔離、功率密度高以及易于實現軟開關等特點[2-3]，已在直流配電網、電動汽車、光儲微電網發電系統等領域得到廣泛的應用[4-7].若DAB變換器采用傳統單移相控制策略，則在一個開關周期內存在輸入功率為負值現象，即存在回流功率的現象.而回流功率的存在會使得DAB變換器開關損耗增加，最終導致DAB變換器傳輸效率下降.因此，從減小回流功率的角度出發對DAB變換器的控制策略進行研究具有重要的價值和意義.

近年來，一些學者圍繞DAB變換器的回流功率問題進行了研究，文獻[8]為了解決傳統單移相控制下DAB變換器回流功率大、電流應力大等問題，提出了一種優化的雙移相控制方法.該方法根據發射功率和變壓比的變化范圍，推導出不同的返回功率工作范圍，從而達到全模式下返回功率最優運行的目的，找出局部返回功率的最優解和相應的移相角組合.文獻[9]針對傳統移相控制下的三電平雙有源橋DC/DC變換器會產生較大的回流功率和電流應力，尤其是當電壓變比在較大范圍內變化時，會導致較高的功率損耗和較低的系統效率，提出了一種優化的移相控制策略來控制三電平雙有源橋DC/DC變換器在最小回流功率點運行.采用所提出的優化的移相控制策略，三電平雙有源橋DC/DC變換器的回流功率被最小化，并且在較寬的電壓轉換比范圍內降低了電流應力，提高了效率.文獻[10]以雙重移相控制的DAB變換器作為優化的研究目標，分別以電流應力最小化和回流功率最小化作為優化目標進行優化對比，得出電流應力最小化相比回流功率最小化能獲得更高的效率.文獻[11]針對DAB變換器在采用傳統的單重移相控制時存在較大的回流功率的問題，提出了一種全工況條件下自然分段優化的雙重移相控制策略，可以有效地降低變換器在輕度負載條件下和中度負載條件下的回流功率，降低變換器的系統損耗，從而提高變換器的傳輸效率.文獻[12]針對雙主動全橋DC/DC變換器輸入/輸出側存在的功率回流導致線路不必要的損耗問題，提出了一種基于三重移相控制的功率回流優化方法，通過構建雙側功率回流數學模型，求解回流最小值的方式，提出最優移相控制方法，從而有效地減小DAB變換器功率回流，提高功率傳輸性能.文獻[13]為減小DAB變換器中的回流功率，對傳輸功率的大小進行分段優化，得出各范圍內的最優移相角，從而提出一種減小回流功率的改進雙移相的控制策略.

但目前針對回流功率的控制方法還存在分段次數過多、存在移相角誤差等情況，尚不能使回流功率在一定的傳輸功率范圍內為零.本文以DAB變換器為研究對象，提出一種占空比可變的PWM與移相結合控制策略，該控制策略的優點在于通過改變DAB變換器一次側功率開關管的占空比和一、二次側輸出電壓之間的移相角就能控制系統的輸出功率，簡化了控制方法，從而降低一個周期內產生回流功率時間，電感電流波形相對緩沖，系統的工作效率得到提高.

1 DAB變換器結構

DAB變換器的拓撲結構為對稱結構，主要由原副邊兩個H橋電路和高頻變壓器鏈接組成，如圖1所示.圖中n為隔離變壓器變比；V1、V2分別為原邊電壓及副邊電壓；Uab、Ucd分別為DAB變換器原副邊兩端H橋的輸出電壓；C1、C2為原邊一次側緩沖電容和副邊二次側緩沖電容，在電源或負載突然變化時，起到穩壓和續流的作用；L、iL分別為輔助電感和流過電感的電流.

圖1 雙主動全橋DC/DC變換器

原邊側全橋由四個IGBT開關管S1～S4組成，副邊側由四個IGBT開關管Q1～Q4組成.定義開關管狀態的變量為0、1，當IGBT開關管導通時，IGBT開關管的狀態變量為1；當IGBT開關管關斷時，IGBT開關管的狀態變量為0.IGBT開關管的開關狀態發生改變時，電感兩側的電壓值也相應地發生改變.

2 PWM與移相結合控制工作原理

2.1 PWM與移相結合控制策略

本文采用PWM與移相結合控制策略，在傳統單移相控制的基礎上，PWM控制DAB變換器一次側開關管的驅動信號，對DAB變換器的超前H橋(滯后H橋)在橋臂之間增加移相角α，此時，H橋中的對角開關不再同時開或關，同一橋臂的開關管仍是互補導通，但不同橋臂的開關之間有一個移相角α時間的延遲，另一個H橋是全占空比開關.傳統單移相控制的移相角為β，此時PWM與移相結合控制方式有兩個可調控制變量α、β，α、β分別對應占空比D1、D2，D1和D2在[-1，1]范圍內變化.增加的調節變量α可以調節相應橋臂輸出電壓的Uab、UCd的占空比，從而實現相應功率輸出大小的控制.輸出功率的大小和流向，由變量α以及變量β來同時控制，此時，DAB變換器的動態調節能力得到提高.PWM與移相結合控制具體可分為功率正向傳輸(超前橋PWM)和反向傳輸(滯后橋PWM)，其中正向傳輸輸出電壓Uab可以為U1(高電壓)、-U1(低電壓)和零電壓，Ucd可以為U2(高電壓)、-U2(低電壓)；反向傳輸輸出電壓Uab可以為U1(高電壓)、-U1(低電壓)，Ucd可以為U2(高電壓)、-U2(低電壓)和零電壓.由于DAB變換器的拓撲結構自身具有高度對稱性，正向傳輸與反向傳輸的工作特性具有一致性，假設在PWM與移相結合控制策略下的DAB變換器已工作在理想穩定狀態下，本文以正向傳輸為例進行分析，其工作原理如圖2所示.

圖2 PWM與移相結合控制的工作原理(正向傳輸)

2.2 變換器的工作模式

根據圖2所示的PWM與移相結合控制的工作原理圖，功率在正向傳輸時，DAB變換器工作模式共分為6個階段，即在該控制策略下，DAB變換器有6種工作模式，各工作模式下電流的大小為：

2.2.1 模式1(t0-t1階段) 在t0時刻之前，開關管S2和S3導通，此時DAB變換器原邊側的電流為負.t0時刻開始，開關管S1和S3導通，開關管S2和S4關斷.由于此時的電流為負，DAB變換器原邊側電壓Uab為零，副邊側的電壓Ucd為-U2.此時，電感L上的電流為：

(1)

2.2.2 模式2(t1-t2階段) 在t1-t2階段，電感電流由負變為正，此時DAB變換器原邊側電壓Uab為U1，副邊側的電壓Ucd為-U2.此時，電感L上的電流為：

(2)

2.2.3 模式3(t2-t3階段) 在t2-t3階段，電感電流為正，此時DAB變換器原邊側電壓Uab為U1，副邊側的電壓Ucd為U2.此時，電感L上的電流為：

(3)

2.2.4 模式4(t3-t4階段) 在t3-t4階段，電感電流為正，此時DAB變換器原邊側電壓Uab為零，副邊側的電壓Ucd為U2.此時，電感L上的電流為：

(4)

2.2.5 模式5(t4-t5階段) 在t4-t5階段，電感電流為正變為負，此時DAB變換器原邊側電壓Uab為零，副邊側的電壓Ucd為U2.此時，電感L上的電流為：

(5)

2.2.6 模式6(t5-t6階段) 在t5-t6階段，電感電流為正，此時DAB變換器原邊側電壓Uab為-U1，副邊側的電壓Ucd為U2.此時，電感L上的電流為：

(6)

2.3 變換器的回流功率分析

根據電感電流的奇對稱性，iL(t3)=-iL(t0)，代入到式(1)和式(4)可求得電感電流在t0時刻的表達式為：

(7)

從而求得一個周期內平均輸出電流為：

(8)

輸出平均有功功率為：

(9)

由能量守恒定律可得，輸出的電流為：

(10)

(11)

由公式(11)可知，PWM與移相結合控制的DAB變換器的輸出功率的大小由占空比D1和D2公共決定.移相角α的引入，使得電壓Uab的波形由兩電平變成三電平，電感電壓UL的電平數目也相應地增多，從而使系統的動態調節范圍也相應地變寬.

圖3 有功功率標幺值與D1、D2關系三維圖

在PWM與移相結合控制策略下，由于計算回流功率變得復雜.以D1<0.5時為例，回流功率的表達式為：

(12)

由公式(11)可知，當D2<0.5時，回流功率總是零.

Q*=(D1-D2)2

(13)

圖4為回流功率標幺值Q*與D1、D2關系的三維圖.由圖4可以看出，在一定條件下，系統的回流功率可以降為零.

3 仿真驗證

本文利用Matlab/Simulink仿真軟件構建DAB變換器的仿真模型，并進行仿真研究驗證本文設計的PWM與移相結合控制策略的可行性.結合軟開關條件與功率傳輸范圍設置DAB變換器的仿真參數如表1所示.

圖4 回流功率標幺值Q?與D1、D2關系三維圖Fig.4 3DdiagramoftherelationshipbetweenreturnpowerperunitvalueQ?andD1,D2

當采用傳統單移相控制策略時，設D1=0、D2=0.4，DAB變換器的運行仿真波形圖如圖5所示.

當采用PWM與移相結合控制策略時，設D1=0.4、D2=0.6，DAB變換器的運行仿真波形圖如圖6所示.

圖5 傳統單移相控制仿真波形Fig.5 traditionalsinglephaseshiftcontrolsimulationwaveform圖6 PWM與移相結合控制仿真波形Fig.6 combinePWMandphaseshifttocontrolsimulationwaveform

在相同的DAB變壓器參數條件下，從圖5可知，采用傳統單移相控制策略時，電感電流的波形由四條折線組成，在一個開關周期內，1號實線對應的時間點為電壓Uab從電壓零值到電壓為負值的時間點，從圖中右側數據可知，此時時間點數據為497.1 us；2號虛線對應的時間點為電感電流零值點，從圖中右側數據可知，此時時間點數據為593.6 us；從而可知產生回流功率時間為96.5 us.從圖6可知，采用PWM與移相結合控制策略時，電感電流的波形由六條折線組成，在一個開關周期內，1號實線對應時間點為電壓Uab從電壓零值到電壓為負值的時間點，從圖中右側數據可知，此時時間點數據為703.7 us；2號虛線對應時間點為電感電流零值點，從圖中右側數據可知，此時時間點數據為722.9 us；從而可知產生回流功率時間為19.2 us.經過對比發現，PWM與移相結合控制的電感電流波形相對緩沖，在一個開關周期內產生回流功率的時間減小80%，從而減小回流功率.

4 結語

本文以緩沖電感電流、減小一個開關周期內回流功率為優化目標，對比DAB變換器在兩種控制策略下的電感電流波形以及一個開關周期內產生回流功率時間的長短.實驗結果表明，PWM與移相結合控制策略，有兩個移相角可控變量α、β，因此相對傳統單移相控制策略有較大的靈活性，且電感電流波形相對緩沖、一個開關周期內產生回流功率的時間減小，從而提高系統的工作效率.