新型小型化超寬帶功率分配器的設計

任健 許敏超

（中國電子科技集團公司第三十六研究所 浙江 嘉興 314001）

近年來，無線通信技術日新月異，微波通信技術和系統的應用也呈現出飛速發展的態勢，進而導致了頻率資源日趨進展，微波毫米電路設計逐漸向著高性能、小型化、低成本的方向發展，只有這樣，才能夠更加有利于微波通信的發展。

功率分配器主要是用于將輸入的信號分散成為若干個小功率信號，且應用極為廣泛的一種無源器件，主要用于無線網絡、射頻及微波通信系統中。傳統的功率分配器多為簡單的三端口網絡，可完成功率分配和組合，常用的主要分為2種：一種是無耗T型結分配器，缺點是難以同時匹配所有的端口，且輸出端口之間無隔離；另一種是電阻性分配器，缺點是全部端口匹配時難以實現無耗，且輸出端口也無隔離。隨著2002年美國聯邦通信委員會（FCC）提出3.1～10.6GHz 的超寬帶工作頻率可民用化以后，各類超寬帶功率分配器從單頻到多頻、從立體到平面結構、從窄帶到寬帶，功率分配器的研究就從未停止。本文將首先對Wilkinson 功率分配器的基本原理進行簡述，分析一種小型化超寬帶功率分配器的設計方法。

1 Wikinson功率分配器

Wikinson功率分配器是目前應用最為廣泛的一種功率分配器，當輸出端口都匹配時，其仍然保持著無耗的特性，只耗散反射功率，并且其輸出端口之間有著良好的隔離特性［1］。

1.1 Wikinson等分功率分配器

最簡單的單頻工作狀態的Wikinson等分功率分配器的每個分支都連接著1/4波長的傳輸線Z1，端口2和端口3 之間采用電阻R相隔離，各個端口的匹配負載都是Z0。對Wikinson等分功率分配器從端口2和端口3進行記錄，由于該網絡是橫向中心平面對稱的形式，因此可采用奇偶模分析法進行分析。定義偶模激勵時，Vs2=Vs3=2V0；而定義奇模激勵時，Vs2=-Vs3=2V0。對這兩個模式疊加處理后，有效激勵為Vs2=4V0，Vs3=0，這樣就能夠求出該功率分配器的相關S參數值。當由端口1 進入激勵狀態時，端口2 和3 都會接入匹配負載，因此，電阻R上的電流就等于0，此時，從端口1進去的輸入電阻抗為：Zin=Z12/2Z0=Z0，可見端口1 是匹配的。這樣，Wikinson等分功率分配器S參數可以得出為：

由該公式可以看出，Wikinson等分功率分配器的3個端口能夠同時完成匹配。如果從端口1 進行激勵，那么這款Wikinson等分功率分配器就是無耗的。但如果是從端口2或端口3進行激勵，那么將有一半的功率傳輸到了端口1，另一半功率則消耗在了電阻R上面。由于S23=S32=0，因此可見輸出端口2和端口3之間是相互隔離的。

1.2 Wikinson不等分功率分配器

Wikinson類型的分功率分配器也有不等分的功率分配情況，這類功率分配器為單頻工作，端口3和端口2 之間功率比為k2=P3/P2。當功率由端口1 輸入時，為了確保功率傳輸的最大效率，電阻R上的電流值會為0，也就是說電阻R兩端的電壓是相等的［2］。又由于端口3 和端口2 的功率比是k2，那么R2=k2R3，這樣就能夠通過，1/4波長阻抗變換器使R2和R3匹配到Z0。

1.3 改進型不等分功率分配器

傳統的單頻不等分功率分配器都利用端口2和端口3 的電壓相等、端接不同負載阻抗來將能量信號傳輸出去。改進型的不等分功率分配器的分支線的特性抗阻與功率比值是獨立的，也不需要1/4波長阻抗來變換阻抗線，其輸出端口處的電壓比值平方就等于功率比［3］。

2 小型化超寬帶功率分配器的設計

本次研究根據雙頻Wilkinson 功率分配器的工作原理，在雙節傳輸線的基礎上，利用三線寬度耦合結構來實現其超寬帶性能，并利用一個隔離電阻來實現良好的隔離特性，同時，利用折疊傳輸線的方法來實現超寬帶功率分配器的小型化。利用奇偶模型來對其進行分析技術，得出相應的設計參數。在仿真理想的前提下，加工實物利用矢量網絡分析儀對其進行性能測試［4］。

3 超寬帶分配器的設計

3.1 采用輸入端增加短路線實現超寬帶功率分配器

研究采用通過在輸入端口增加一段1/4 波長的短路線，設計出一種新的超寬帶功率分配器，在輸入端口增加1/4波長的短路線，同時，將傳輸線Z1的電長度改為3θ，能夠有效地增加傳輸極點，即在中心頻率點6.85GHz 的兩邊各增加一個傳輸極點。由于該結構具有對稱性，可利用奇偶模的分析方法來求出設計參數。

3.1.1 設計原理

超寬帶的頻率變化范圍為3.1～10.6GHz，選擇中心頻點6.85GHz 的電長度θ為90°，即π/2，則對于電長度為θ的傳輸線在3.1GHz 時其所對應的電長度41°，在10.6GHz 時為139°。如果將出現傳輸極點的位置分別設立在電長度為41°和139°處，可以得出：

從公式中可以看出，當θ=41°和139°時，都滿足，因此會出現兩個傳輸極點。

當θ=41°和139°時，由計算可得，Z1=100.65Ω，R2=133Ω。根據極端，能夠得出相應頻率的S參數。通過研究可見，當θ=41°和139°時，會出現兩個傳輸極點，且整個通帶內都超過10dB。

3.1.2 超寬帶功率分配器的實現

前面是對該功率分配器進行理論分析，為了更進一步驗證該設計的可靠性，對該功率分配器進行仿真、加工及測量［5］。選用介電常數為2.65、厚度為0.8 的F4B介質，介質損耗角正切為0.003。參數的初始取值由相關計算所得，在HFSS 中建立仿真模型，并對其進行優化。結果顯示，仿真結果在超寬帶頻帶內出現3個極點，分別在3.8GHz、6.55GHz和10.2GHz處，出現的偏差可能是理論分析中沒有考慮介質損耗、微帶線的不連續性及優化后參數所引起的［6］。

3.2 采用耦合線實現超寬帶功率分配器

本節通過在輸出端口增加一對具有全通響應的耦合線，設計出一種新型的超寬帶功率分配器。在端口2和端口3分別增加一段耦合線，就能夠有效地增加傳輸極點。與上一節的超寬帶設計一相比，該結構只使用了一個隔離電阻，降低了加工難度［7］。

3.2.1 設計原理

由于該功率分配器具有結構對稱性，同樣可以使用奇偶模分析方法對進行分析，端口1 的阻抗為Z2=2Z0=100Ω，通過計算可得公式：R=2Z22/Z0，由于未知的參數過多，嚴格求解相對而言較為困難，但是S參數完全表示已經表達出來，最終優化得出最佳的參數值為：Z2=65Ω，Zoe=70Ω，Z00=50Ω，Z1=91.92Ω，R=169Ω。

通過上面得到的參數分析可見，｜S11｜和｜S22｜在超寬帶中心頻率點的兩邊各增加了一個傳輸極點，從而說明了在輸出端口各增加一段全通響應的耦合線可以增加傳輸極點。隔離度｜S32｜在整個超寬帶頻率內都大于10dB，滿足設計的要求［8］。

3.2.2 超寬帶功率分配器的實現

為了更進一步驗證該設計的合理性及正確性，研究對該超寬帶功率分配器進行仿真、加工及測量。這里選用介電常數為2.65、厚度0.8mm的F4B介質，介質損耗角正切為0.003。結果可見，｜S11｜的測量值從1.3GHz到12.4GHz，結果均大于10dB。而｜S21｜和｜S31｜則從1GHz 到8.5GH，結果均小于1dB，從8.5GHz 到12GHz均小于2dB，具有很好的等分特性。另外，｜S22｜、｜S33｜和｜S32｜分別由從3.1GHz 到12.3GHz，結果均大于10dB。在整個通帶內，端口2 和端口3 的回波損耗及隔離的測量結果略較仿真結果好，而端口1 的回波損耗的測量結果比仿真結果稍差，分析導致測量結果和仿真結果之間存在差異的原因主要是由于焊接接頭及電阻的位置所引起的［9］。

4 小型化超寬帶分配器的設計

4.1 小型化超寬帶分配器的基本結構

小型化超寬帶分配器包括輸入端口1、輸出端口2和3。Z0為輸出和輸入端特征阻抗，其原理與Wilkinson 功率分配器相同。為了能夠縮減超寬帶功率分配器的整體尺寸，將第二節傳輸線采用了折疊設計，這樣不僅提高了設備的隔離特性，還能夠在較大程度上降低功率分配器的尺寸，實現小型化目的，而這樣的設計也方便在后期測試環節中對輸出端口的SMA 接口的焊接處理。另外，由于在輸出端口采用的寬度耦合解耦，也就是微帶三線耦合加對應矩形DGS 結構來進行寬度展寬的，以便于能夠達到超寬帶效果。通過研究發現，寬帶耦合結構是在三線耦合所對應的部位開一個矩形縫隙的DGS結構，繼而更加有利于寬帶展開，而其他部位可設置在面。通過描述可見，這款微帶結構的超寬帶功率分配器在形式上更加的簡單易行，整體結構尺寸更小［10］。

4.2 等效結構的奇偶模型分析

為了實現Wilkinson功率分配器的超寬帶性能，本次在傳統的雙節傳輸線功率分配器雙頻特性的條件下，通過寬帶耦合結構來完成帶寬展寬來得到所需的超寬帶功率分配器。

首先，研究先行偶模分析。對于偶模激勵，通過端口2和端口3的信號，無論是在幅度還是相位方面都是相同的，故而無隔離電阻R，此時的電阻R可以忽略不計。將電路中線做隔斷處理后，輸入特性阻抗ZO，這里就相當于并聯了兩個特性阻抗2ZO，通過計算。最終可得公式：Z1=2Z20/Z2。其次，對奇模進行分析。對于奇模激勵，則通過端口2 和3 的信號幅度相同，但兩者的相位則為相反的，因此，其中路可看作為零電壓點，也就是短路點。隔離電阻取R/2，端口1的特性阻抗即為0，其主要是因為當電流中線全部發生短路后，端口1 的特性阻抗兩端會同時出現短路，這就相當于阻抗為0。通過求解發現，為了能夠得到所需的頻率、特性阻抗、傳輸線長度等關系式［11］，需要注意如下幾點：（1）隔離電阻R的阻隔值在工作過程中是否會隨著頻率的變化而發生改變；（2）如何能夠根據所得特性阻抗來計算出隔離電阻的阻值。需要重點注意的是，在計算過程中。需要證明的是隔離電流問題，這個結果會直接關系到最終求得的隔離電阻R的值。在這個前提下，通過計算。可得阻隔電阻R的阻值，從而推導出電阻阻值和兩個不同頻率間的相關性。通過計算驗證出隔離電阻和頻率變化之間沒有明顯相關性［12］。

4.3 小型化超寬帶功率分配器的實現

本文采用的超寬帶功分器選取材料為Rogers RT/duroid 5880，相對介電常數為2.2，厚度為0.787mm。在選定頻率的情況下，利用寬帶三線耦合加窄型的矩形DGS 結構來對各個頻率點寬度進行展寬處理，已達到超寬帶功分器的效果。為了便于試驗研究，本文將頻率設定為4.0GHz 和7.5GHz，通過相關參數的求解公司，采用仿真軟件，計算出最終的優化參數分別為：

W0=2.5mm；L0=7.00mm；W1=1.45mm；L1=6.9mm；W2=1.28mm；L2=10.90mm；L3=2.00mm；W4=0.41mm；L4=8.20mm；W5=3.1mm；L5=8.5mm；R=100Ω。

考慮在加工過程中會持續縫隙等問題，因此，將耦合結構的耦合縫隙設定為g1=0.20mm，g2=0.20mm。根據參數加工，所得的超寬帶功率分配器的實物尺寸為22.00mm×33.45mm，通過尺寸，可以看出這款超寬帶功率分配器明顯較小，在實現超寬帶特性的基礎上，也實現了小型化。通過這款超寬帶功率分配器的仿真結果圖，可以看出，該超寬帶功率分配器的頻帶范圍在3.1～10.6GHz。在正常的情況下，回波損耗都能夠保持在-15dB 以下，但是在高頻的部分則會表現出變差的趨勢。通過超寬功率分配器實測圖結果可見，實測的結果和仿真結果基本能夠吻合，回波損耗都能夠保持在-10dB以下。

通過對比超寬帶功分器的隔離度，通過軟件仿真和實測之后的結果，能夠發現，實測結果和模擬仿真的結果會存在一定差距，但是兩者的隔離度均能夠保持在-10dB 以下，導致兩者存在差距的原因可能是由于在焊接SMA 街頭的過程焊接和電阻位置發生誤差所導致的，但是這些誤差是在可接受范圍內的［13］。

5 結語

本文所提出的這種適用于超寬帶結構的小型化超寬帶功率分配器的加工難度較低，其仿真結果和試驗結果都能夠得到較高的吻合，符合小型化超寬帶功率分配器的設計要求。