新型小型化超寬帶功率分配器的設(shè)計(jì)

任健 許敏超

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第三十六研究所 浙江 嘉興 314001）

近年來(lái)，無(wú)線通信技術(shù)日新月異，微波通信技術(shù)和系統(tǒng)的應(yīng)用也呈現(xiàn)出飛速發(fā)展的態(tài)勢(shì)，進(jìn)而導(dǎo)致了頻率資源日趨進(jìn)展，微波毫米電路設(shè)計(jì)逐漸向著高性能、小型化、低成本的方向發(fā)展，只有這樣，才能夠更加有利于微波通信的發(fā)展。

功率分配器主要是用于將輸入的信號(hào)分散成為若干個(gè)小功率信號(hào)，且應(yīng)用極為廣泛的一種無(wú)源器件，主要用于無(wú)線網(wǎng)絡(luò)、射頻及微波通信系統(tǒng)中。傳統(tǒng)的功率分配器多為簡(jiǎn)單的三端口網(wǎng)絡(luò)，可完成功率分配和組合，常用的主要分為2種：一種是無(wú)耗T型結(jié)分配器，缺點(diǎn)是難以同時(shí)匹配所有的端口，且輸出端口之間無(wú)隔離；另一種是電阻性分配器，缺點(diǎn)是全部端口匹配時(shí)難以實(shí)現(xiàn)無(wú)耗，且輸出端口也無(wú)隔離。隨著2002年美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)（FCC）提出3.1～10.6GHz 的超寬帶工作頻率可民用化以后，各類(lèi)超寬帶功率分配器從單頻到多頻、從立體到平面結(jié)構(gòu)、從窄帶到寬帶，功率分配器的研究就從未停止。本文將首先對(duì)Wilkinson 功率分配器的基本原理進(jìn)行簡(jiǎn)述，分析一種小型化超寬帶功率分配器的設(shè)計(jì)方法。

1 Wikinson功率分配器

Wikinson功率分配器是目前應(yīng)用最為廣泛的一種功率分配器，當(dāng)輸出端口都匹配時(shí)，其仍然保持著無(wú)耗的特性，只耗散反射功率，并且其輸出端口之間有著良好的隔離特性［1］。

1.1 Wikinson等分功率分配器

最簡(jiǎn)單的單頻工作狀態(tài)的Wikinson等分功率分配器的每個(gè)分支都連接著1/4波長(zhǎng)的傳輸線Z1，端口2和端口3 之間采用電阻R相隔離，各個(gè)端口的匹配負(fù)載都是Z0。對(duì)Wikinson等分功率分配器從端口2和端口3進(jìn)行記錄，由于該網(wǎng)絡(luò)是橫向中心平面對(duì)稱(chēng)的形式，因此可采用奇偶模分析法進(jìn)行分析。定義偶模激勵(lì)時(shí)，Vs2=Vs3=2V0；而定義奇模激勵(lì)時(shí)，Vs2=-Vs3=2V0。對(duì)這兩個(gè)模式疊加處理后，有效激勵(lì)為Vs2=4V0，Vs3=0，這樣就能夠求出該功率分配器的相關(guān)S參數(shù)值。當(dāng)由端口1 進(jìn)入激勵(lì)狀態(tài)時(shí)，端口2 和3 都會(huì)接入匹配負(fù)載，因此，電阻R上的電流就等于0，此時(shí)，從端口1進(jìn)去的輸入電阻抗為：Zin=Z12/2Z0=Z0，可見(jiàn)端口1 是匹配的。這樣，Wikinson等分功率分配器S參數(shù)可以得出為：

由該公式可以看出，Wikinson等分功率分配器的3個(gè)端口能夠同時(shí)完成匹配。如果從端口1 進(jìn)行激勵(lì)，那么這款Wikinson等分功率分配器就是無(wú)耗的。但如果是從端口2或端口3進(jìn)行激勵(lì)，那么將有一半的功率傳輸?shù)搅硕丝?，另一半功率則消耗在了電阻R上面。由于S23=S32=0，因此可見(jiàn)輸出端口2和端口3之間是相互隔離的。

1.2 Wikinson不等分功率分配器

Wikinson類(lèi)型的分功率分配器也有不等分的功率分配情況，這類(lèi)功率分配器為單頻工作，端口3和端口2 之間功率比為k2=P3/P2。當(dāng)功率由端口1 輸入時(shí)，為了確保功率傳輸?shù)淖畲笮剩娮鑂上的電流值會(huì)為0，也就是說(shuō)電阻R兩端的電壓是相等的［2］。又由于端口3 和端口2 的功率比是k2，那么R2=k2R3，這樣就能夠通過(guò)，1/4波長(zhǎng)阻抗變換器使R2和R3匹配到Z0。

1.3 改進(jìn)型不等分功率分配器

傳統(tǒng)的單頻不等分功率分配器都利用端口2和端口3 的電壓相等、端接不同負(fù)載阻抗來(lái)將能量信號(hào)傳輸出去。改進(jìn)型的不等分功率分配器的分支線的特性抗阻與功率比值是獨(dú)立的，也不需要1/4波長(zhǎng)阻抗來(lái)變換阻抗線，其輸出端口處的電壓比值平方就等于功率比［3］。

2 小型化超寬帶功率分配器的設(shè)計(jì)

本次研究根據(jù)雙頻Wilkinson 功率分配器的工作原理，在雙節(jié)傳輸線的基礎(chǔ)上，利用三線寬度耦合結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)其超寬帶性能，并利用一個(gè)隔離電阻來(lái)實(shí)現(xiàn)良好的隔離特性，同時(shí)，利用折疊傳輸線的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)超寬帶功率分配器的小型化。利用奇偶模型來(lái)對(duì)其進(jìn)行分析技術(shù)，得出相應(yīng)的設(shè)計(jì)參數(shù)。在仿真理想的前提下，加工實(shí)物利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)其進(jìn)行性能測(cè)試［4］。

3 超寬帶分配器的設(shè)計(jì)

3.1 采用輸入端增加短路線實(shí)現(xiàn)超寬帶功率分配器

研究采用通過(guò)在輸入端口增加一段1/4 波長(zhǎng)的短路線，設(shè)計(jì)出一種新的超寬帶功率分配器，在輸入端口增加1/4波長(zhǎng)的短路線，同時(shí)，將傳輸線Z1的電長(zhǎng)度改為3θ，能夠有效地增加傳輸極點(diǎn)，即在中心頻率點(diǎn)6.85GHz 的兩邊各增加一個(gè)傳輸極點(diǎn)。由于該結(jié)構(gòu)具有對(duì)稱(chēng)性，可利用奇偶模的分析方法來(lái)求出設(shè)計(jì)參數(shù)。

3.1.1 設(shè)計(jì)原理

超寬帶的頻率變化范圍為3.1～10.6GHz，選擇中心頻點(diǎn)6.85GHz 的電長(zhǎng)度θ為90°，即π/2，則對(duì)于電長(zhǎng)度為θ的傳輸線在3.1GHz 時(shí)其所對(duì)應(yīng)的電長(zhǎng)度41°，在10.6GHz 時(shí)為139°。如果將出現(xiàn)傳輸極點(diǎn)的位置分別設(shè)立在電長(zhǎng)度為41°和139°處，可以得出：

從公式中可以看出，當(dāng)θ=41°和139°時(shí)，都滿足，因此會(huì)出現(xiàn)兩個(gè)傳輸極點(diǎn)。

當(dāng)θ=41°和139°時(shí)，由計(jì)算可得，Z1=100.65Ω，R2=133Ω。根據(jù)極端，能夠得出相應(yīng)頻率的S參數(shù)。通過(guò)研究可見(jiàn)，當(dāng)θ=41°和139°時(shí)，會(huì)出現(xiàn)兩個(gè)傳輸極點(diǎn)，且整個(gè)通帶內(nèi)都超過(guò)10dB。

3.1.2 超寬帶功率分配器的實(shí)現(xiàn)

前面是對(duì)該功率分配器進(jìn)行理論分析，為了更進(jìn)一步驗(yàn)證該設(shè)計(jì)的可靠性，對(duì)該功率分配器進(jìn)行仿真、加工及測(cè)量［5］。選用介電常數(shù)為2.65、厚度為0.8 的F4B介質(zhì)，介質(zhì)損耗角正切為0.003。參數(shù)的初始取值由相關(guān)計(jì)算所得，在HFSS 中建立仿真模型，并對(duì)其進(jìn)行優(yōu)化。結(jié)果顯示，仿真結(jié)果在超寬帶頻帶內(nèi)出現(xiàn)3個(gè)極點(diǎn)，分別在3.8GHz、6.55GHz和10.2GHz處，出現(xiàn)的偏差可能是理論分析中沒(méi)有考慮介質(zhì)損耗、微帶線的不連續(xù)性及優(yōu)化后參數(shù)所引起的［6］。

3.2 采用耦合線實(shí)現(xiàn)超寬帶功率分配器

本節(jié)通過(guò)在輸出端口增加一對(duì)具有全通響應(yīng)的耦合線，設(shè)計(jì)出一種新型的超寬帶功率分配器。在端口2和端口3分別增加一段耦合線，就能夠有效地增加傳輸極點(diǎn)。與上一節(jié)的超寬帶設(shè)計(jì)一相比，該結(jié)構(gòu)只使用了一個(gè)隔離電阻，降低了加工難度［7］。

3.2.1 設(shè)計(jì)原理

由于該功率分配器具有結(jié)構(gòu)對(duì)稱(chēng)性，同樣可以使用奇偶模分析方法對(duì)進(jìn)行分析，端口1 的阻抗為Z2=2Z0=100Ω，通過(guò)計(jì)算可得公式：R=2Z22/Z0，由于未知的參數(shù)過(guò)多，嚴(yán)格求解相對(duì)而言較為困難，但是S參數(shù)完全表示已經(jīng)表達(dá)出來(lái)，最終優(yōu)化得出最佳的參數(shù)值為：Z2=65Ω，Zoe=70Ω，Z00=50Ω，Z1=91.92Ω，R=169Ω。

通過(guò)上面得到的參數(shù)分析可見(jiàn)，｜S11｜和｜S22｜在超寬帶中心頻率點(diǎn)的兩邊各增加了一個(gè)傳輸極點(diǎn)，從而說(shuō)明了在輸出端口各增加一段全通響應(yīng)的耦合線可以增加傳輸極點(diǎn)。隔離度｜S32｜在整個(gè)超寬帶頻率內(nèi)都大于10dB，滿足設(shè)計(jì)的要求［8］。

3.2.2 超寬帶功率分配器的實(shí)現(xiàn)

為了更進(jìn)一步驗(yàn)證該設(shè)計(jì)的合理性及正確性，研究對(duì)該超寬帶功率分配器進(jìn)行仿真、加工及測(cè)量。這里選用介電常數(shù)為2.65、厚度0.8mm的F4B介質(zhì)，介質(zhì)損耗角正切為0.003。結(jié)果可見(jiàn)，｜S11｜的測(cè)量值從1.3GHz到12.4GHz，結(jié)果均大于10dB。而｜S21｜和｜S31｜則從1GHz 到8.5GH，結(jié)果均小于1dB，從8.5GHz 到12GHz均小于2dB，具有很好的等分特性。另外，｜S22｜、｜S33｜和｜S32｜分別由從3.1GHz 到12.3GHz，結(jié)果均大于10dB。在整個(gè)通帶內(nèi)，端口2 和端口3 的回波損耗及隔離的測(cè)量結(jié)果略較仿真結(jié)果好，而端口1 的回波損耗的測(cè)量結(jié)果比仿真結(jié)果稍差，分析導(dǎo)致測(cè)量結(jié)果和仿真結(jié)果之間存在差異的原因主要是由于焊接接頭及電阻的位置所引起的［9］。

4 小型化超寬帶分配器的設(shè)計(jì)

4.1 小型化超寬帶分配器的基本結(jié)構(gòu)

小型化超寬帶分配器包括輸入端口1、輸出端口2和3。Z0為輸出和輸入端特征阻抗，其原理與Wilkinson 功率分配器相同。為了能夠縮減超寬帶功率分配器的整體尺寸，將第二節(jié)傳輸線采用了折疊設(shè)計(jì)，這樣不僅提高了設(shè)備的隔離特性，還能夠在較大程度上降低功率分配器的尺寸，實(shí)現(xiàn)小型化目的，而這樣的設(shè)計(jì)也方便在后期測(cè)試環(huán)節(jié)中對(duì)輸出端口的SMA 接口的焊接處理。另外，由于在輸出端口采用的寬度耦合解耦，也就是微帶三線耦合加對(duì)應(yīng)矩形DGS 結(jié)構(gòu)來(lái)進(jìn)行寬度展寬的，以便于能夠達(dá)到超寬帶效果。通過(guò)研究發(fā)現(xiàn)，寬帶耦合結(jié)構(gòu)是在三線耦合所對(duì)應(yīng)的部位開(kāi)一個(gè)矩形縫隙的DGS結(jié)構(gòu)，繼而更加有利于寬帶展開(kāi)，而其他部位可設(shè)置在面。通過(guò)描述可見(jiàn)，這款微帶結(jié)構(gòu)的超寬帶功率分配器在形式上更加的簡(jiǎn)單易行，整體結(jié)構(gòu)尺寸更小［10］。

4.2 等效結(jié)構(gòu)的奇偶模型分析

為了實(shí)現(xiàn)Wilkinson功率分配器的超寬帶性能，本次在傳統(tǒng)的雙節(jié)傳輸線功率分配器雙頻特性的條件下，通過(guò)寬帶耦合結(jié)構(gòu)來(lái)完成帶寬展寬來(lái)得到所需的超寬帶功率分配器。

首先，研究先行偶模分析。對(duì)于偶模激勵(lì)，通過(guò)端口2和端口3的信號(hào)，無(wú)論是在幅度還是相位方面都是相同的，故而無(wú)隔離電阻R，此時(shí)的電阻R可以忽略不計(jì)。將電路中線做隔斷處理后，輸入特性阻抗ZO，這里就相當(dāng)于并聯(lián)了兩個(gè)特性阻抗2ZO，通過(guò)計(jì)算。最終可得公式：Z1=2Z20/Z2。其次，對(duì)奇模進(jìn)行分析。對(duì)于奇模激勵(lì)，則通過(guò)端口2 和3 的信號(hào)幅度相同，但兩者的相位則為相反的，因此，其中路可看作為零電壓點(diǎn)，也就是短路點(diǎn)。隔離電阻取R/2，端口1的特性阻抗即為0，其主要是因?yàn)楫?dāng)電流中線全部發(fā)生短路后，端口1 的特性阻抗兩端會(huì)同時(shí)出現(xiàn)短路，這就相當(dāng)于阻抗為0。通過(guò)求解發(fā)現(xiàn)，為了能夠得到所需的頻率、特性阻抗、傳輸線長(zhǎng)度等關(guān)系式［11］，需要注意如下幾點(diǎn)：（1）隔離電阻R的阻隔值在工作過(guò)程中是否會(huì)隨著頻率的變化而發(fā)生改變；（2）如何能夠根據(jù)所得特性阻抗來(lái)計(jì)算出隔離電阻的阻值。需要重點(diǎn)注意的是，在計(jì)算過(guò)程中。需要證明的是隔離電流問(wèn)題，這個(gè)結(jié)果會(huì)直接關(guān)系到最終求得的隔離電阻R的值。在這個(gè)前提下，通過(guò)計(jì)算。可得阻隔電阻R的阻值，從而推導(dǎo)出電阻阻值和兩個(gè)不同頻率間的相關(guān)性。通過(guò)計(jì)算驗(yàn)證出隔離電阻和頻率變化之間沒(méi)有明顯相關(guān)性［12］。

4.3 小型化超寬帶功率分配器的實(shí)現(xiàn)

本文采用的超寬帶功分器選取材料為Rogers RT/duroid 5880，相對(duì)介電常數(shù)為2.2，厚度為0.787mm。在選定頻率的情況下，利用寬帶三線耦合加窄型的矩形DGS 結(jié)構(gòu)來(lái)對(duì)各個(gè)頻率點(diǎn)寬度進(jìn)行展寬處理，已達(dá)到超寬帶功分器的效果。為了便于試驗(yàn)研究，本文將頻率設(shè)定為4.0GHz 和7.5GHz，通過(guò)相關(guān)參數(shù)的求解公司，采用仿真軟件，計(jì)算出最終的優(yōu)化參數(shù)分別為：

W0=2.5mm；L0=7.00mm；W1=1.45mm；L1=6.9mm；W2=1.28mm；L2=10.90mm；L3=2.00mm；W4=0.41mm；L4=8.20mm；W5=3.1mm；L5=8.5mm；R=100Ω。

考慮在加工過(guò)程中會(huì)持續(xù)縫隙等問(wèn)題，因此，將耦合結(jié)構(gòu)的耦合縫隙設(shè)定為g1=0.20mm，g2=0.20mm。根據(jù)參數(shù)加工，所得的超寬帶功率分配器的實(shí)物尺寸為22.00mm×33.45mm，通過(guò)尺寸，可以看出這款超寬帶功率分配器明顯較小，在實(shí)現(xiàn)超寬帶特性的基礎(chǔ)上，也實(shí)現(xiàn)了小型化。通過(guò)這款超寬帶功率分配器的仿真結(jié)果圖，可以看出，該超寬帶功率分配器的頻帶范圍在3.1～10.6GHz。在正常的情況下，回波損耗都能夠保持在-15dB 以下，但是在高頻的部分則會(huì)表現(xiàn)出變差的趨勢(shì)。通過(guò)超寬功率分配器實(shí)測(cè)圖結(jié)果可見(jiàn)，實(shí)測(cè)的結(jié)果和仿真結(jié)果基本能夠吻合，回波損耗都能夠保持在-10dB以下。

通過(guò)對(duì)比超寬帶功分器的隔離度，通過(guò)軟件仿真和實(shí)測(cè)之后的結(jié)果，能夠發(fā)現(xiàn)，實(shí)測(cè)結(jié)果和模擬仿真的結(jié)果會(huì)存在一定差距，但是兩者的隔離度均能夠保持在-10dB 以下，導(dǎo)致兩者存在差距的原因可能是由于在焊接SMA 街頭的過(guò)程焊接和電阻位置發(fā)生誤差所導(dǎo)致的，但是這些誤差是在可接受范圍內(nèi)的［13］。

5 結(jié)語(yǔ)

本文所提出的這種適用于超寬帶結(jié)構(gòu)的小型化超寬帶功率分配器的加工難度較低，其仿真結(jié)果和試驗(yàn)結(jié)果都能夠得到較高的吻合，符合小型化超寬帶功率分配器的設(shè)計(jì)要求。