極化可調控陣列天線的通用設計方法

顧 航， 文舸一

(南京信息工程大學應用電磁學研究中心， 江蘇南京 210044)

0 引言

極化可調控天線陣列在現代無線通信中用途廣泛，在收發系統中它可以切換到合適的極化方式來提高與發射或者接收天線之間的傳輸效率，同時減少甚至隔絕與其他極化方式的天線系統之間的信號傳輸，從而降低了傳輸過程中的能量損失，增強了抗干擾性。極化可調控天線陣列可通過二極管、開關、多端口饋電網絡等方式來實現極化的調控，主要可以分為兩大類：第一類是通過電路結構調節陣列單元本身的工作模式，進而調節陣列的極化方式，這占據了極化可調控天線陣列中的絕大部分；第二類是通過切換饋電網絡控制陣列單元的位置和相位，通過空間波束的疊加來實現整個陣列的極化可調。第一類調控方式通過單元上多個端口的切換實現調控，其單元都是有針對性地設計好的，因而第一類調控方式對于普通的單元(如單饋點的天線結構)不具有普適性；而且附加在天線單元上的電路結構也在一定程度上增加了結構的復雜性和損耗。第二類方式通過切換饋電網絡來控制陣列中單元的激勵幅值和相位，每一個饋電網絡對應一種極化方式，因而極化的多樣性受到制約。

上述兩類極化調控方式在進行水平線極化與垂直線極化切換或進行線極化和圓極化切換的時候，要求陣列結構本身具有垂直極化和水平極化工作的線極化單元。對更加一般的隨機單元排布方式(如陣列中任意兩個單元的極化方向在空間上都不正交)，傳統的極化調控設計方式使用起來局限性非常大。

任何無線系統都以傳輸效率最大為設計目標。最大功率傳輸效率法(MMPTE)以傳輸效率作為優化目標函數來設計一般陣列天線，抓住了天線設計的核心，故其設計性能優于現今所有其他陣列天線設計方法。本文將MMPTE進一步推廣到極化可調控陣列天線的設計。通過引入極化控制接收天線，將天線陣列的極化調控問題轉化為功率傳輸問題。該方法適用于任意具有極化可調控性的陣列，而且不受陣列所使用的單元以及陣列本身布局的限制。相比于傳統的設計方法，優勢十分明顯。

1 設計方法簡介

1.1 MMPTE原理

以如圖1所示的傳輸系統為例，它包含一個具有4個天線單元的發射陣列(待設計陣列)和一個極化控制接收天線。根據極化調控目標，接收天線可以有多種不同的極化形式，如圓極化天線、線極化天線和雙極化天線。以圖1中的圓極化接收天線為例，將整個收發系統視為一個5端口網絡。用下標“t”表示發射陣列，下標“r”表示接收天線，該系統可用S參數表示為

圖1 功率傳輸系統

(1)

其中天線陣列和接收天線的歸一化入射波和反射波分別為

[]=[,,,][]=[][]=[,,,][]=[]

(2)

接收功率與發射天線陣列的輸入功率之比即為傳輸效率，可以表示為

(3)

在接收天線完全匹配的情況下有[] = 0， 式(3)可以由式(1)寫為

(4)

在系統完全匹配下，若上式達到最大可以得到如下特征值方程：

[][]=[]

(5)

發射陣列與接收天線之間的最大功率傳輸效率對應式(5)的唯一非零特征值，相應的特征向量為最優激勵。根據MMPTE所計算出的最優激勵分布保證發射端與接收端之間的功率傳輸效率最大。

1.2 用MMPTE實現極化可調控的原理

兩個線極化的天線之間的功率傳輸效率只有兩者極化匹配時才能達到最大化，因此，在發射陣列具有可極化重構可能性的物理前提下，由MMPTE計算出的最優激勵分布，一定會保證發射陣列具有與接收天線相同的極化方式，從而將極化調控問題轉化為了傳輸效率優化問題。通過HFSS等仿真軟件計算出接收天線和發射陣列各個單元之間的散射參數，即可將散射參數矩陣代入到MMPTE中進行計算得出每個端口的幅值和相位,實際測試過程中直接將天線陣列外接移相器即可對每個端口施加對應的激勵。值得指出的是發射陣列必須具有實現極化可調的物理基礎。MMPTE方法可以獲得陣列在各種極化方式下的增益大小或極化效果。如果發射陣列的極化效果差，表示該陣列在物理上不能產生與接收天線相一致的極化。

1.3 接收天線陣列的設計

為了說明MMPTE用于極化可重構天線設計的步驟與可行性，特將文獻[11]提出設計結果與MMPTE的結果進行比較。圖2為工作在2.45 GHz的陣列。陣列由4個線極化單元組成，基板選用了FR4_Epoxy，單元間距約為半波長，采用同軸饋電。眾所周知，對4個完全相同且以90°角度差依次旋轉排列的線極化天線陣列(如圖2所示)，若其激勵為等幅并且相位依次差90°，則該四單元陣列輻射圓極化波。用MMPTE可得到同樣的結論。將置于遠場區的接收天線選為最常見的切角右旋圓極化微帶貼片天線(如果要產生左旋圓極化波，只需用左旋圓極化天線替換接收天線即可)。 通過MMPTE計算得到的最優激勵列于表1。顯然，由MMPTE計算出的4個端口的電壓幅值比例近似為1∶1∶1∶1，相位也幾乎按0°，90°，180°，270°的形式分布。

圖2 2×2陣列的布局

表1 2×2右旋圓極化陣列的幅值和相位

對上面簡單的2×2陣列而言，實現特定極化的激勵分布可以通過理論分析得到。當單元數目增加且單元排列不規則時，從理論上獲得實現特定極化的激勵分布變得十分困難，而MMPTE可以解決這一難題。文獻[12]和[13]提出了一種由不規則排布的線極化陣列產生圓極化波束的方法，該方法以陣因子和單元因子疊加計算總場的方式確定激勵分布，其中單元采取等幅饋電的方式，相位分布則是通過給每個單元施加一個等同于其旋轉角的相移給出。MMPTE相比于該方法存在如下優勢：首先MMPTE的激勵分布并非等幅而是優化之后的結果，提高了陣列的增益；其次在該方法采用的陣列中，對于任意一個隨機擺放的單元，必定存在另一個與其在空間中形成90°旋轉角的單元，因此施加完相移后就形成了等幅正交的兩個線極化分量，因而MMPTE相比于該方法可以適用于更為一般的不規則陣列；最后該方法僅針對圓極化，對各個方向的線極化以及雙線極化并未作探討。圖3是一個由12個線極化天線單元組成的陣列，采用的單元和基板材料與圖2中的相同，它不同于普通的陣列排列方式。從實現圓極化的角度來看，該陣列不存在兩個單元極化方向正交的且相差90°的排列方式；從實現線極化的角度來說，該陣列沒有嚴格的行與列之分；從實現雙線極化的角度來說，該陣列從和方向看過去是兩種截然不同的布局。與圖2中的陣列一樣，該陣列本身并不具備特定的極化方式，其輻射的波束的極化方式完全由陣列單元的激勵分布決定。對于這種復雜的排列方式，利用MMPTE同樣可以得到實現不同極化的最優激勵分布。當遠場區所設置的接收天線分別為左旋圓極化天線和右旋圓極化天線時，用MMPTE得到激勵分布如表2所示。

表2 圓極化天線的激勵分布

圖3 12單元陣列的布局

圖3所示陣列也可實現線極化或雙線極化，其最優激勵可以通過MMPTE利用線極化接收天線或雙線極化接收天線獲得。雙線極化接收天線效果類似文獻[14]中的天線，本文中采用的天線結構如圖1所示。該天線的兩個相同單元分別沿軸和軸放置(兩單元增益相等，方位上相差90°)，并通過微帶線相連。用MMPTE獲得的線極化情況下的陣列激勵如表3所示。從表3可以發現，當陣列極化沿方向時，自身極化方向是方向的單元獲得較大的激勵，而自身極化方向是方向的單元所獲得的激勵幾乎可以忽略不計，這也從理論上驗證了MMPTE方法的正確性。

表3 線極化天線的激勵分布

2 實驗與結果分析

工作在2.45 GHz的2×2圓極化陣列的反射系數||和軸比如圖4所示。可以看出該陣列的軸比在很寬的頻帶內都小于3 dB。值得指出，發射陣列的極化效果與接收天線選擇有關。本設計選用的接收天線是一個普通的切角圓極化接收天線，基本滿足設計要求。

圖4 2×2圓極化陣列的實測和仿真結果

圖5是12單元陣列的反射系數和軸比。在圖6中給出了接收天線為方向極化的條件下陣列的(增益分量)和(增益分量)的對比圖，可以看出軸方向的遠大于；而在軸方向的結果剛好相反。這表明陣列的極化方向是軸方向，而在軸方向極化分量特別小。圖7是接收天線為方向極化條件下的結果。與圖6中的結果截然相反，陣列在平面上遠遠小于, 而在平面上的比大得多。這說明陣列的主極化方向是軸方向。最后由極化分量分別沿著軸和軸的雙線極化天線作為接收天線的結果如圖8所示。圖8(a)和(b)分別是平面和平面的和的對比。仿真與實測結果均說明軸方向上和軸方向上的極化分量相差不大，具有良好的雙線極化效果。

圖5 12單元圓極化陣列的實測和仿真結果

圖6 12單元x方向線極化陣列的實測和仿真結果

圖7 12單元y方向線極化陣列的實測和仿真結果

圖8 12單元雙線極化陣列的實測和仿真結果

3 結束語

本文將MMPTE用于極化可調控天線陣列設計，并給出了2×2陣列和12單元陣列的設計實例，兩個陣列采用常見的線極化微帶貼片單元。通過在遠場區選用不同的極化方式的接收天線，在12單元的陣列上實現了多種極化切換功能。實驗結果與仿真結果表明，MMPTE不僅可用于極化可調控天線陣列的設計，而且還能保證最佳的極化效果與增益特性。尤其在單元不規則排列情況下，該方法總能給出問題的最優解，故與傳統設計方法相比，MMPTE的優越性十分明顯。