IGBT損耗和溫度估算

吳志紅，何耀華

(同濟大學 汽車學院，上海 201907)

0 引 言

隨著新能源汽車的大力發展，功率器件的封裝逐漸向大電流、低阻通、小型化方向發展,IGBT以其開關頻率高、導通壓降低等特點被廣泛應用在電氣設備電能轉換裝置中。在混合動力汽車和純電動汽車中，IGBT模塊的結溫是決定逆變器可靠性的關鍵，也直接決定了模塊的最大輸出功率能力。

本文以Infineon HybridPACKTM驅動模塊FS820R08A6P2B為例[1-3]，模塊的理論最大集電極輸出電流定義在連續電流有效值820 A。但數據手冊[2]定義最大Icnom=450 A，這是在水溫80 ℃下定義的。也就是說，當集電極電流有效值450 A，其模塊損耗產生的溫升使IGBT結溫達到175 ℃，也就達到了最大工作結溫。結溫取決于損耗、水溫和散熱，即當損耗、水溫更低，散熱更理想時，模塊實際可以短時間輸出比標稱更大的電流，在電機上產生更大的轉矩。IGBT模塊的損耗由IGBT芯片和二極管芯片的通態損耗和開關損耗組成，大功率模塊內的引線電阻造成的損耗也不能忽略，要一并計入模塊損耗。損耗的變化會引起IGBT和二極管結溫的變化，當負載電流增加，結溫會顯著升高。結溫超出一定范圍會使IGBT絕緣柵失去絕緣能力。鍵合線受到溫度應力，經歷功率周次后會引起鍵合線脫焊和斷裂甚至損壞。位于芯片和散熱器之間的絕緣陶瓷基板，由于其熱膨脹系數不同，在溫度變化下會產生裂紋，導致模塊整體散熱效果變差，進而導致IGBT超過最高結溫失效[5]。另一方面，在電動機低轉速起動時，由于IGBT和反向二極管交替長時間導通，會產生較大的結溫波動，也會使鍵合線失效。在實際應用過程中，新能源汽車水溫一般在65 ℃左右，且隨散熱、損耗變化。為了使電動車輸出更高功率，同時保證其可靠性及安全性，對于IGBT模塊的最高結溫和結溫紋波的正確估算尤為關鍵[6]。

要得到IGBT的結溫，首先要對IGBT的損耗進行計算，然后加入IGBT模塊實際的熱模型，在一定的散熱條件下可以算出結溫[7]。IGBT的損耗分成兩個部分：開關損耗和導通損耗。導通損耗是由負載電流、IGBT 飽和壓降和調制方法決定的[8-11]。本文將對損耗的數值計算方法進行推導，并通過結溫實驗與數學模型進行對比。

1 IGBT損耗模型建立

當Uge之間被加上脈沖信號，便對CGE開始充電，VGE開始上升，上升過程的時間常數由CGE和柵極驅動網路的電阻所決定，一旦VGE達到開啟電壓VGE(th)后，集電極電流Ic則開始上升。開通延遲時間td(on)被定義為從VGE上升至閾值電壓VGE(th)開始，到IC上升至集電極電流的10%為止。此后，集電極電流Ic持續上升，到Ic上升至集電極電流的90%時，這段時間稱為上升時間tr。開通延遲時間td(on)與上升時間tr之和被為開通時間ton。在整個開通時間內，電流逐漸上升，而集電極-發射極之間的壓降仍然十分可觀，因此主要的開通損耗產生于這一時間內。

本文基于數學方法的功率損耗模型并以雙脈沖測試為基礎進行功率損耗研究，得出功率損耗與IGBT模塊自身參數之間的關系，有效且準確性較高。IGBT功率損耗主要來自飽和導通狀態下電阻產生的損耗和開關在通斷過程中電流和電壓變化不同步引起的損耗。

(1)

式中：T0為輸出時間周期；Econd為導通損耗；Eon為開關開通瞬間能量損耗；Eoff為開關關斷瞬間能量損耗；pav為模塊平均功率損耗；pcond為導通功率損耗；psw為開關功率損耗。

1.1 IGBT導通及開關損耗模型

(1)IGBT導通損耗

導通損耗是導通過程中由于飽和壓降的存在，而飽和壓降與導通時壓降、占空比、開關頻率以及結溫有密切關系。

(2)

式中：i(t)=isin(ωt)為正弦負載電流；vCE(t)=VCE0+ri(t)。

(3)

(2) IGBT開關損耗

為精確獲取IGBT的開關特性，需要搭建IGBT模塊的半橋電路進行雙脈沖測試，開通時和關斷時能量損失Eon和Eoff對開關損耗有直接影響，除此之外，開關損耗還與開關頻率有關。開通過程中的能量損耗定義為在時間跨度為T0情況下，集電極電流從正常值的10%到集射極電壓下降到正常值的2%結束。關斷過程中的能量損耗定義為Eoff對應的時間，從Uce上升到正常值的10%開始，集電極電流下降到正常值的2%結束。

(4)

式中:fsw,IGBT為開關頻率；Eon,IGBT,Eoff,IGBT分別為開關開通和關斷時的能量損失,需通過實驗測試獲得；T0為開通到關斷時的一個周期。

Esw,IGBT(i(t))=Eon,IGBT(Inom,Vnom)+

(5)

式中：Inom為標稱電流；Vdc為直流母線電壓；Vnom為額定電壓；Eon,IGBT(Inom,Vnom)為額定電流和額定電壓下的開關開通能量損耗；Eoff,IGBT(Inom,Vnom)為額定電流和額定電壓下的開關關斷能量損耗。對于不同應用場合，開通和關斷時的能量損耗是不相同的，根據不同工況需求，進行雙脈沖測試獲得。

1.2 二級管導通及開關損耗

(1)導通損耗模型

(6)

式中：T0為一個開關周期；vCE為集射極電壓；τ(t)為開通時間。

(2)開關損耗模型

(7)

(8)

式中：Erec(Inom,Vnom)為二極管反向恢復能量損耗。

1.3 雙脈沖測試

為了準確建立IGBT損耗模型，對開關過程中的通態及斷態損耗進行雙脈沖測試。如圖1所示，測試臺架主要由可調直流電源、電容組、電感以及IGBT模塊及驅動電路組成。第一個脈沖用于建立一個初始電流值，例如數據手冊中的額定電流，在零電流開通條件下，脈沖時長大約50 μs，需要的負載空心電感大約35 μH。第一個脈沖的關斷即IGBT的關斷特性也是二極管的正向導通開啟，通過讀取下降沿波形可以查看IGBT關斷時是否有振蕩，是否存在過高的電壓過沖。第一個脈沖的關斷到第二個脈沖的開通之間是由二極管續流構成的，IGBT只有無法觀測到的漏電流，負載側有可以觀測的電流，這段時間設得很短，大約10 μs，所以電流在負載上消耗的功率很小。可以發現，第二次開通的電流大致與第一個脈沖關斷的電流相等。第二個脈沖上升沿是IGBT在一定電流下的開通，對應的續流二極管完成反向恢復。第二個脈沖寬度在10 μs左右，以免關斷電流超過器件最大關斷電流。雙脈沖測試參數如表1所示。

圖1 雙脈沖測試設備

表1 IGBT模塊雙脈沖測試參數

IGBT損耗特性和溫度息息相關，因此標定出常溫25 ℃和高溫125 ℃時的損耗值作為基礎，并在25 ℃和125 ℃參數基礎上，通過線性化處理，獲得全溫度范圍的損耗數據。雙脈沖測試開關特性如圖2和表2所示。

圖2 雙脈沖測試開關特性

表2 雙脈沖測試得到的IGBT動態開關特性

2 IGBT結溫預估

材料的導熱性能直接影響IGBT的散熱能力，如果已知介質橫截面積A和厚度d，就可以得到熱阻Rth。如圖3所示，Tj為晶元結溫，Tf為液冷系統冷卻液溫度。在已知晶元損耗的情況下，由式(9)可以獲得單個IGBT和二極管的熱阻。

圖3 熱阻模型

(9)

式中：Rth為熱阻；ΔT是溫升；ptot是系統總體損耗。

IGBT熱網絡物理模型如圖4所示。熱阻本身反應了熱傳遞系數，考慮到熱傳遞時間，引入了Zth的概念，增加了電容系數C，組成為等效RC熱局部網絡模型(Foster模型)，當芯片產生熱量，熱流的熱路由熱阻和熱容組成，Foster模型模型不用考慮實際的物理層和材料。將圖4抽象到如圖5所示的四階RC數學模型。

圖4 IGBT模塊結溫與熱阻定義點

圖5 IGBT四階RC網絡模型

Foster RC熱阻模型中，熱傳導特性由電阻、電容的串并聯組合來模擬，表達式如下：

(10)

式中：熱容Zth(t)是熱阻Ri對時間的表征，加入虛擬的4階電容參數Ci。

基于圖5的IGBT熱網絡模型，相關RC參數如表3所示(本文提到的IGBT模塊為 FS820R08xxx系列)。

表3 IGBT及二極管的熱阻值

結溫由四個組成部分：由芯片損耗乘以熱阻，模塊對水冷液的熱對流，水溫，IGBT和二極管的熱耦合。

Tvj,IGBT=ptot,IGBTZth,IGBT+(ptot,IGBT+ptot,Diode)·

(11)

Tvj,Diode=ptot,DiodeZth,Diode+(ptot,IGBT+ptot,Diode)·

(12)

由式(11)、式(12)可見，結溫主要是發熱損耗和IGBT/二極管熱容(Zth)的乘積，發熱損耗包括ptot,IGBT和ptot,Diode兩部分，熱容包括Zth,IGBT和Zth,Diode，也需要考慮散熱介質特性(橫截面積A，厚度d)，散熱水流溫度(Tflow)，芯片熱耦合(Zth,Diode,coupling，Zth,IGBT,coupling)的影響。

3 實驗驗證

結溫測試設備由雙脈沖發生器、冷卻液水泵、三相負載電感、雙脈沖發生器及IGBT測試模塊組成，如圖6所示。受測試條件限制，本文采用三相電感作為結溫測試負載。

圖6 結溫測試設備實物圖

對于IGBT發熱而言，重要的參數是電流、電壓、開關頻率、功率因數角和調制度。只要選取對標電機電感的外置電感負載，就能在電機正向運行工況下，較好地鏡像評估IGBT的發熱。該工況下IGBT有最高的發熱，是系統保護點設計和軟件故障診斷的觸發點。

結溫測試方法用電感負載模擬，對比經典電機對拖測試平臺，電感實現機械能到電能的轉換，不能模擬電機反拖工況，該工況下IGBT和二極管發熱分布會變化較大，因此不能模擬電動車能量回收對二極管的影響。考慮電動車配有機械剎車，不會完全使用功率電子最高的電氣能量回收能力，因此能量回收不是最惡劣工況，該測試方法依然有實用的現實意義。

基于直流母線電壓400 V，開關頻率10 kHz，調制度0.9，功率因數0.9，測試不同負載電流下的損耗和結溫，結果如表4所示。

表4 不同工況下IGBT模塊損耗及結溫計算結果

通過脈沖發生器將脈沖信號加載到柵極驅動器上。達到穩態時，從測試結果可以看出，芯片的最高結溫出現在出水口處。當功率損耗分別0.94 kW、1.22 kW、1.53 kW和2.00 kW時，測試最高結溫分別為49.1 ℃、57.6 ℃、66.7 ℃和76.7 ℃，如圖7所示。

圖7 IGBT模塊測試云圖

通過雙脈沖測試獲得的IGBT損耗，并根據模塊的封裝結構獲得模塊的總熱阻，由式(11)和式(12)計算得到的IGBT模塊的最高結溫與測試獲得的結溫進行對比，從圖8中可以看出，不同損耗對應的理論值與實驗測試值均在4 ℃以內，表明本文的損耗測試方法與工程實際較為吻合。

圖8 IGBT模塊最高結溫理論計算與測試對比

4 結 語

本文建立了IGBT功率損耗理論計算、參數測試、結溫預測及結溫實驗驗證等系統方法,通過雙脈沖測試，對不同負載、驅動參數及環境條件下IGBT及二極管開關性能進行測試。基于所獲得的損耗并考慮芯片間熱耦合影響，建立了IGBT結溫預估數學模型，通過結溫實驗驗證了損耗模型及結溫模型的準確性。本文的損耗模型及結溫模型對解決工程實際問題具有較高的參考價值。