一種小型化Ka頻段增益均衡器的設計

馮磊 魏立云 余承偉 武健

摘? 要：文章提出并設計了一種小型化的Ka頻段增益均衡器。基于高增益Ka頻段寬帶下變頻組件產品平坦度指標優化的需求，選用高精度薄膜工藝技術，建立了陷波電路的分布式參數模型，使用電磁場仿真軟件建立三階電路平面結構模型，經過容差分析，確認了小型化均衡器的模型主要參數目標值。加工實現后制成的Ka頻段均衡器的插入損耗為＜1 dB，正斜率均衡量＞6 dB，尺寸為＜12 mm×4 mm×0.254 mm，滿足Ka頻段下變頻組件的使用需求，且加工精度高，指標一致性優良。

關鍵詞：均衡器；小型化；薄膜；增益平坦度

中圖分類號：TN715? 文獻標識碼：A? ? 文章編號：2096-4706（2023）10-0055-05

Abstract： This paper proposes and designs a miniaturized Ka-band gain equalizer. Based on the request of flatness index optimization of high-gain Ka-band broadband down-converter component products， it selects the thin film process technology with high-precision， establishes the distributed parameter model of notch circuit， and uses electromagnetic field simulation software to establish the planar structure model of third-order circuit. After the tolerance analysis， the target values of main parameters of the miniaturized equalizer model are determined. The insertion loss of the processed Ka-band equalizer is less than 1 dB， and the positive slope equalization is more than 6 dB. The size is less than 12 mm×4 mm×0.254 mm. The indicators above meet the use requirements of Ka-band down-converter components， with high precision accuracy and excellent index consistency.

Keywords： equalizer; miniaturization; thin film; gain flatness

0? 引? 言

在寬帶的高增益變頻系統中，常常會遇到工作頻帶內的信號平坦度問題。當接收下變頻系統工作在寬頻狀態時，如果增益平坦度偏大，容易發生接收信噪比隨頻率或信道切換而惡化的情況，以至影響信號質量，嚴重時甚至可能導致接收信號失效[1]。增益均衡器是寬帶射頻接收系統中的重要組成部分。設計實現一種均衡量足夠并易于一體化集成的小型化增益均衡器，是寬帶變頻組件研制工作面臨的主要挑戰之一。

薄膜工藝是較為成熟的工藝體系，其工藝制程中各類線條加工精細，定位精確，符合微波和毫米波電路的小型化設計要求[2]。

本文采用高精度的薄膜工藝設計實現了一種寬帶Ka頻段均衡器，滿足適用于Ka頻段四通道下變頻組件的指標要求，驗證了設計方法的可行性，并分析了仿真與實測結果。

1? 理論分析

微波增益均衡器的主要作用是改善射頻電路的增益平坦度指標。一般設計均衡器在工作頻帶內的增益變化趨勢與系統均衡前的增益變化趨勢形成互補，如圖1所示，采用正斜率特性的增益均衡器配合原本是增益負斜率的系統，這樣使得在系統鏈路加入該均衡器后能很好的補償增益變化，從而使系統的增益平坦度滿足通信要求[3]。值得注意的是，微波增益均衡器的斜率、均衡前系統增益平坦度的斜率不是固定的，可能隨工作頻率呈一定的變化趨勢。事實上，模擬增益均衡器其增益變化趨勢很難做到完全互補，在工程上一般只需要盡可能地提升系統增益平坦度指標即可。并且當一個非超寬帶系統在工作頻帶內的增益平坦度達到10 dBp-p甚至更差時，首先應當考慮原系統中各功能單元的指標分配是否合理，而不是一味考慮使用增益均衡器來改善指標。

在增益均衡器研究中，通常從陷波器入手采用微波網絡阻抗匹配的理論方法[4]進行分析。如圖2所示，兩個端口特性阻抗均為Z0，端口間加入由吸收電阻R與L、C串聯而成的諧振電路。該諧振電路的阻抗為 。

根據電路拓撲形式，分析其阻抗矩陣可表示為 。根據二端口網絡的散射矩陣與阻抗矩陣的關系，S11=[（Z11-Z0）（Z22-Z0）-Z12Z21]/ΔZ，S21=2Z21Z0/ΔZ。其中ΔZ=（Z11+Z0）（Z22+Z0）-Z12Z21。

將Z0和Z代入傳輸函數，推導可得：S21（ω）=2（1-ω2LC+jωRC）/[2（1-ω2LC+jωRC）+jωZ0C]，S11（ω）=jωZ0C/[2（1-ω2LC+jωRC）+jωZ0C]。

陷波器電路中，等效電感L與等效電容C決定了陷波諧振頻率 ，吸收電阻R影響最大衰減量，二端口網絡的功率損耗為 Ploss=1/2 | I 2 | R。

數個陷波電路級聯時，其拓撲結構如圖3所示。其中Z1、…Zm-1為級間匹配電路。假設Z1、…Zm-1可使各級陷波電路之間均達到輸入輸出匹配，此時多級陷波電路的散射參數 。因此多級陷波電路的頻率響應曲線如圖4所示。

通過組合適當的陷波電路，并通過匹配枝節調節級間阻抗匹配，可以得到所需的增益均衡器。

2? 需求分析

變頻鏈路中，每個元器件甚至傳輸線的增益（或插入損耗）均隨工作頻點的變化而有或高或低的變化趨勢。根據表1整理的鏈路元器件選型，可知較多MMIC放大器在工作頻帶內隨頻率增加，增益逐漸變小，對于這種放大器芯片，一般稱為負斜率的增益放大器。

從表1中可以看出，整條鏈路的增益平坦度預算約6 dB（負斜率），其中帶內最低頻點和帶內最高頻點分別對應增益最高點和增益最低點。

分析Ka頻段四通道下變頻組件的鏈路設計，有兩種增益均衡器的選擇方案，可以1）設計中頻頻段增益均衡器，置入中頻鏈路；或者2）設計Ka頻段增益均衡器，置入射頻鏈路。若采用前一種方案，將增益均衡器后置于中頻鏈路，增益均衡器的設計難度可能會降低，但由于變頻組件的整體增益較高，中頻鏈路的有源器件工作時接近其非線性區，工作頻帶內的動態范圍隨頻率變化有較明顯的浮動。因此均衡器后置的方案無法進一步改善由于增益平坦度引起的變頻組件非線性失真。若采用第二種方案，增益均衡器設計難度稍高，并且引起變頻組件的噪聲系數增大。當射頻前端組件的增益不足時，該方案可能對系統的噪聲系數產生影響，顯著降低接收靈敏度。因此，鏈路方案的確定必須結合系統指標分配情況與集成設計要求。

結合系統指標分配情況，射頻前端組件增益較高，變頻組件噪聲系數指標的浮動不會對接收系統有明顯影響。綜合考慮微波元器件布局和低頻控制電路布線，增益均衡器可放置在射頻鏈路的兩級增益放大器之間，該處位置能夠放入設計尺寸約12.5 mm×4 mm的均衡器，且合理設計的均衡器能夠調節前后級放大器的阻抗匹配，降低因失配而發生放大器自激的可能性。

綜上，為優化Ka頻段下變頻組件的增益平坦度特性，需要設計一種增益均衡器，工作頻率19～21 GHz，正斜率均衡量5～7 dB，工作頻帶內插入損耗最小值低于1.5 dB，回波損耗低于-15 dB，尺寸優于12.5 mm×4 mm。

3? 仿真設計

3.1? 平面建模和仿真

設計采用三級陷波電路組合的拓撲形式。使用電磁仿真軟件建立平面模型進行仿真。集總元件的寄生參數使其難以適用于微波頻段的電路設計。因此陷波電路選擇使用微帶線形式實現。其中微帶形式的開路枝節長度為λ/4[5]。在Ka頻段，微帶枝節等圖形的尺寸精度對其諧振頻率、通帶插損、工作帶寬有顯著影響，因此選用精度高、可重復性強、穩定性好的薄膜工藝制備。與仿真模型如圖5所示。

在電磁仿真軟件中設置19 GHz、21 GHz處增益和工作頻帶的回波損耗目標值，經過優化仿真，得出符合期望要求的微帶均衡器電路模型。平面電路模型仿真結果如圖6所示。

19 GHz處插入損耗約7.26 dB，21 GHz處插入損耗約0.43 dB，均衡量約6.83 dB。

3.2? 容差分析

在仿真建模時，為了簡化設計流程，縮短計算時間，常常采用理想或簡化的模型，不考慮工藝制程的加工精度和材料特性上的誤差，造成了加工實物的測試結果與仿真計算結果存在一定偏差[6，7]。

本小節主要針對微帶均衡器模型的各線條尺寸與均衡量、插入損耗等重點指標的關系展開分析，目的是找出較為敏感的關鍵尺寸，進行優化仿真以防止在同一個設計方案里出現過多的關鍵尺寸，并最終形成加工說明來指導工藝加工，保證加工的成品率[8，9]。

在仿真軟件中，將上一節得到的二維模型中各參量逐個設置為優化項并仿真對比散射參數S21，找出了敏感關鍵尺寸。將模型再次優化迭代后，得出最終的關鍵尺寸，圖7列出了其中兩項關鍵尺寸L1、L2的容差分析結果。

按照薄膜工藝加工的規范要求，一般圖形的尺寸公差最小可控制在±5 μm以內。當L1、L2的尺寸按上述精度浮動時，觀察圖7發現，增益均衡器指標特性有較明顯的變化。L1、L2發生負公差偏移時，均衡量減小，帶內最小插入損耗增大；L1、L2發生正公差偏移時，由于最小插損頻點向低頻偏移，均衡量和帶內最小插入損耗均無明顯變化，而在工作頻帶內較高頻處增益補償特性由正斜率變為負斜率。以上兩種尺寸偏差均應盡可能避免或減小，故可將L1、L2設置為兩項關鍵尺寸，在工藝加工時做出特殊標注。薄膜工藝通常可以將表面金屬導帶中關鍵圖形的尺寸公差控制在±1.5 μm以內，從而保證制備得到的增益均衡器達到預期指標。

3.3? 三維建模和仿真

將完成容差分析后得到的微帶均衡器平面模型導入Ansys公司的HFSS電磁仿真軟件中建立三維模型，如圖8所示。介質材料選用厚度為0.254 mm的CoorstekAl2O3陶瓷基板，介電常數為9.9（±0.2），介質損耗角正切tanδ為0.000 2。導體材料選用厚度為0.004 mm的電鍍金層，電阻材料選用50 Ω/□標準方阻的TaN薄膜電阻，調阻后電阻精度一般優于±1%。設置合理的邊界條件和端口激勵，進行全波電磁仿真。仿真結果如圖9所示，與平面模型的仿真結果相近且滿足指標預期。

4? 加工比對

仿真完成后，進行了均衡器樣品加工。其實測結果對比三維仿真結果如圖9所示。分析其結果形成表2。微帶均衡器的帶內駐波特性優于-18 dB。19 GHz處插入損耗實測值為6.97 dB，仿真值為7.31 dB；21 GHz處插入損耗實測值為1.01 dB，仿真值為0.42 dB。實測其工作頻帶內的均衡量比仿真結果低0.93 dB。

由于增益均衡器的帶內最小插入損耗和均衡量兩項實測指標與仿真結果有一定偏差，可結合關鍵尺寸容差的相關結論進行分析。觀察圖7（b）（c）和圖9（a），發現散射參數S21的實測曲線與容差分析中L1、L2偏離設定值的趨勢較為相似，推測L1、L2的值可能存在偏差。使用三坐標測量儀對均衡器加工樣品的關鍵尺寸進行測量，發現L1、L2同時發生負公差偏移。與容差分析的規律一致。

對比均衡器指標符合性表，設計的基于薄膜工藝的Ka頻段微帶增益均衡器在工作頻帶內的正斜率均衡量達到5.96 dB，工作頻帶內插入損耗最小值為1.01 dB，面積為12 mm×4 mm，符合指標需求，制備的Ka頻段微帶均衡器實物如圖10所示。

該Ka頻段增益均衡器裝入變頻組件后進行測試，寬帶變頻組件的帶內增益平坦度結果達到1.7 dBp-p，優于指標要求的2.5 dBp-p，滿足系統應用。雖然原變頻組件的鏈路增益平坦度預算與增益均衡器的均衡量分別達到了-6 dB和+5.96 dB，從總量上相當，但兩者在工作頻帶內其他頻點處難以達到完全匹配，應是增益均衡器裝入組件后未實現更低的增益平坦度的主要原因。

5? 結? 論

本文通過建立三級陷波器與匹配枝節級聯的仿真模型，設計了一種用于高增益寬帶變頻組件的Ka頻段微帶增益均衡器，并針對薄膜工藝要求進行了容差分析。這種微帶均衡器設計和分析方法具有建模方便、迭代迅速的特點，在其他微波毫米波無源器件的小型化設計中也可參考借鑒。

參考文獻：

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作者簡介：馮磊（1987—），男，漢族，河北石家莊人，工程師，學士，研究方向：微系統技術與微波電路；魏立云（1988—），男，漢族，河北衡水人，工程師，學士，研究方向：微系統技術與微波電路；余承偉（1984—），男，漢族，河南信陽市，高級工程師，碩士，研究方向：衛星通信與微波電路；武健（1986—），男，漢族，河北石家莊人，高級工程師，碩士，研究方向：衛星通信與微波電路。