一種補(bǔ)償諧波電流的無(wú)刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制方法

肖芳, 謝元宇, 林鵬, 林海波

(哈爾濱理工大學(xué) 大型電機(jī)電氣與傳熱技術(shù)國(guó)家地方聯(lián)合工程中心,黑龍江 哈爾濱 150080)

0 引 言

無(wú)刷雙饋電機(jī)(brushless doubly-fed machine,BDFM)是具有廣泛應(yīng)用前景的新型感應(yīng)電機(jī),BDFM定子繞組由功率繞組與控制繞組兩部分組成,極對(duì)數(shù)分別為pp和pc。通過(guò)將功率繞組連接到電網(wǎng)并將控制繞組連接到變頻器,可以確保電機(jī)在有限速度范圍內(nèi)同步運(yùn)行。BDFM結(jié)構(gòu)中取消了電刷與滑環(huán)裝置,通過(guò)特殊的嵌套環(huán)轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)確保與2個(gè)定子磁場(chǎng)分量耦合。因此,無(wú)刷雙饋電機(jī)的可靠性與安全性較高,在現(xiàn)代風(fēng)力發(fā)電機(jī)組中的應(yīng)用十分廣泛[1-2]。

根據(jù)傅里葉理論進(jìn)行電機(jī)轉(zhuǎn)矩計(jì)算可以發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)由氣隙磁場(chǎng)中的空間諧波分量和流經(jīng)定轉(zhuǎn)子電流中的時(shí)間諧波分量引起,而氣隙磁場(chǎng)中的諧波分量主要由功率繞組與控制繞組的極數(shù)與供電頻率不同引起[3-8],因此可通過(guò)抑制功率繞組中的諧波分量改善電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)是電機(jī)設(shè)計(jì)中必須考慮的問(wèn)題,由于在無(wú)刷雙饋電機(jī)中轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較一般電機(jī)更為嚴(yán)重,因此本文重點(diǎn)研究無(wú)刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的抑制策略,首先對(duì)繞線轉(zhuǎn)子無(wú)刷雙饋電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩及其與電流的關(guān)系進(jìn)行分析,找到轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)產(chǎn)生的主因,為建立轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制策略提供理論基礎(chǔ),然后針對(duì)諧波磁場(chǎng)產(chǎn)生的諧波電流對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的影響,提出無(wú)刷雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的抑制策略,最后搭建轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制控制仿真模型進(jìn)行驗(yàn)證。

1 無(wú)刷雙饋電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩分析

1.1 無(wú)刷雙饋電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩分析

設(shè)電機(jī)的總電磁功率為Pe,則

Pe=Pc+Pp=(1+s)Pp。

(1)

式中:Pc、Pp分別代表功率繞組的電磁功率和控制繞組的電磁功率;s為功率繞組與控制繞組的相對(duì)磁場(chǎng)轉(zhuǎn)差率。

設(shè)功率繞組電磁轉(zhuǎn)矩為T(mén)emp,控制繞組電磁轉(zhuǎn)矩為T(mén)emc,則電機(jī)的總電磁轉(zhuǎn)矩為

Tem=Temp+Temc。

(2)

不計(jì)電機(jī)損耗,電機(jī)轉(zhuǎn)矩與定子兩套繞組的輸入總功率之間的關(guān)系為:

Pp=Tempωr;

(3)

Pc=Temcωr。

(4)

式中ωr為轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)的機(jī)械角速度。

由式(1)、式(3)及式(4)可推導(dǎo)出功率繞組電磁轉(zhuǎn)矩與控制繞組電磁轉(zhuǎn)矩的關(guān)系為:

(5)

Tem=Temp+Temc=(1+s)Temp。

(6)

由于功率繞組的角頻率遠(yuǎn)大于控制繞組的角頻率,因此電機(jī)的相對(duì)轉(zhuǎn)差率s很小。由式(6)可知,電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí),電機(jī)總電磁轉(zhuǎn)矩中功率側(cè)電磁轉(zhuǎn)矩分量占絕大一部分,因此控制側(cè)電磁轉(zhuǎn)矩分量極小不足以對(duì)總電磁轉(zhuǎn)矩產(chǎn)生影響。

無(wú)刷雙饋電機(jī)運(yùn)動(dòng)方程為

(7)

式中:J表示電機(jī)的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量;TL表示負(fù)載轉(zhuǎn)矩;Ω表示轉(zhuǎn)子機(jī)械角速度。

電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí),穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)矩為

Tem-TL=0。

(8)

當(dāng)電機(jī)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí),動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)矩為

(9)

由于通常情況相對(duì)轉(zhuǎn)差率s很小,若控制繞組角頻率ωc變化不大,則轉(zhuǎn)差率s相對(duì)比較穩(wěn)定,此時(shí)可認(rèn)為電機(jī)總電磁功率Tem主要是由功率繞組電磁功率Temp提供,因此對(duì)于電機(jī)的動(dòng)態(tài)轉(zhuǎn)矩ΔT而言,功率繞組電磁功率Temp將起主導(dǎo)作用,是影響電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的主要原因。

1.2 電磁轉(zhuǎn)矩與電流的關(guān)系

由機(jī)電能量轉(zhuǎn)換理論知,旋轉(zhuǎn)電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩為

(10)

式中:θ為轉(zhuǎn)子繞組與定子繞組(控制繞組和功率繞組)的空間角位移量;Labc為定轉(zhuǎn)子繞組間的互感矩陣;Iabc為定轉(zhuǎn)子繞組的電流矩陣。

定子功率繞組和轉(zhuǎn)子功率繞組互相作用時(shí)無(wú)刷雙饋電機(jī)產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩為

Temp=ppMpr[(ipaipra+ipbiprb+ipciprc)sin(ppθr)+

(ipaipra+ipbiprb+ipciprc)sin(ppθr)sin(ppθr+120°)+

(ipaipra+ipbiprb+ipciprc)sin(ppθr)sin(ppθr-120°)]。

(11)

式中:pp為定子功率繞組的極對(duì)數(shù);Mpr為定子功率繞組和轉(zhuǎn)子功率繞組的互感最大值;θr為功率繞組A相軸線與轉(zhuǎn)子a相軸線間的機(jī)械角度。

轉(zhuǎn)子在d-q坐標(biāo)下的磁鏈方程[9]為

(12)

式中:LP為d-q坐標(biāo)下功率繞組的每相自感;LC為d-q坐標(biāo)下控制繞組的每相自感;MMC為定子控制繞組和轉(zhuǎn)子控制繞組的互感;MMP為定子功率繞組和轉(zhuǎn)子功率繞組的互感。

轉(zhuǎn)子d-q坐標(biāo)下的電壓方程為

(13)

式中:rP、rC分別為定子功率繞組的電阻和定子控制繞組的電阻;ωp、ωc分別為定子功率繞組電流的電角速度和定子控制繞組電流的電角速度;ρ為微分算子d/dt。

將式(12)代入式(10),可以得到轉(zhuǎn)子在d-q坐標(biāo)下的電磁轉(zhuǎn)矩方程[9]為

(14)

由式(14)可以看出,電流對(duì)控制繞組和功率繞組的電磁轉(zhuǎn)矩均有影響,因此可通過(guò)調(diào)節(jié)控制繞組與功率繞組的電流,改變其磁場(chǎng)分布,實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的抑制,但由于電流對(duì)控制繞組電磁轉(zhuǎn)矩的影響較小,對(duì)功率繞組轉(zhuǎn)矩影響較大,因此通過(guò)削弱功率繞組電流中含有的諧波分量抑制電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)效率更高。

2 無(wú)刷雙饋電機(jī)功率繞組諧波電流抑制系統(tǒng)

2.1 諧波電流補(bǔ)償控制系統(tǒng)

圖1為諧波電流補(bǔ)償法控制系統(tǒng)框圖,該系統(tǒng)主要由功率繞組諧波電流檢測(cè)環(huán)節(jié)和諧波補(bǔ)償電流發(fā)生環(huán)節(jié)組成。

圖1 諧波電流補(bǔ)償控制系統(tǒng)框圖Fig.1 Block diagram of harmonic current compensation control system

諧波電流檢測(cè)環(huán)節(jié)把功率繞組電流作為輸入,獲得功率繞組諧波指令電流信號(hào),該信號(hào)與實(shí)際諧波補(bǔ)償電流一起作為電流跟蹤控制環(huán)節(jié)的輸入,通過(guò)比較控制輸出PWM信號(hào)控制IGBT的通斷,從而產(chǎn)生諧波補(bǔ)償電流,最后將其反饋至功率繞組端抵消電流中的諧波分量,使電機(jī)諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)得到抑制。

2.2 ip-iq諧波檢測(cè)法

圖2 ip-iq功率繞組諧波電流檢測(cè)法Fig.2 ip-iq harmonic current detection method of power winding

2.3 諧波補(bǔ)償電流主電路

采用半橋結(jié)構(gòu)的三相VSR拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。VSR中的開(kāi)關(guān)管采用全控型器件IGBT,通過(guò)PWM技術(shù)來(lái)控制開(kāi)關(guān)管的開(kāi)斷,交流側(cè)由電網(wǎng)供電,任意時(shí)刻同一橋臂IGBT不可同時(shí)導(dǎo)通,因此共有8種模式,用開(kāi)關(guān)函數(shù)sk表示為

圖3 電壓型PWM變流器Fig.3 Voltage source PWM converter

(15)

式中:“1”表示上橋臂導(dǎo)通下橋臂關(guān)斷;“0”表示下橋臂導(dǎo)通上橋臂關(guān)斷。

逆變器交流側(cè)三相電壓方程為:

(16)

式中:uaN、ubN、ucN為逆變器交流側(cè)a、b、c點(diǎn)相對(duì)于N點(diǎn)的電壓;uN0為N點(diǎn)和O點(diǎn)之間的電壓。

根據(jù)逆變橋相平衡關(guān)系可得

(17)

用開(kāi)關(guān)函數(shù)表達(dá)逆變器交流側(cè)a、b、c點(diǎn)相對(duì)于N點(diǎn)的電壓為

ukN=skvdc,(k=a,b,c)。

(18)

根據(jù)電網(wǎng)的三相電流結(jié)合不同的開(kāi)關(guān)狀態(tài)能夠得出直流側(cè)電流為

idc=iasa+ibsb+icsc。

(19)

對(duì)于每一相,令逆變器交流側(cè)電流為ia、ib、ic,結(jié)合式(17)、式(18)及式(19),并根據(jù)KCL、KVL可以得到VSR的三相回路方程為:

(20)

式中:L為逆變器交流側(cè)濾波升壓電感;R為電感內(nèi)阻。

由于功率繞組與電網(wǎng)相連,由三相電網(wǎng)的對(duì)稱性可得:

(21)

聯(lián)立式(20)與式(21)可得

(22)

將式(22)代入式(20)可得:

(23)

式中:ka、kb、kc為開(kāi)關(guān)系數(shù),根據(jù)不同的工作模式能取±1/3、±2/3,并且滿足ka+kb+kc=0。

通過(guò)諧波檢測(cè)電路獲得功率繞組諧波電流分量可以驅(qū)動(dòng)VSR主電路控制IGBT或二極管導(dǎo)通關(guān)斷。設(shè)VSR中的電流方向?yàn)檎较?以a相為例,如表1所列a相橋臂開(kāi)關(guān)器件VT1、VT4通斷的邏輯。

表1 a相橋臂開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)順序Table 1 Switching sequence of A-phase bridge arm switching devices

2.4 基于空間矢量的滯環(huán)控制方法

2.4.1 功率繞組諧波電流跟蹤控制

基于空間矢量的滯環(huán)控制方法通過(guò)變換電壓矢量,得到標(biāo)準(zhǔn)圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng),其優(yōu)勢(shì)在于開(kāi)關(guān)頻率低的同時(shí)也能保證較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)[13-15]。

由2.3節(jié)分析可知逆變器交流側(cè)三相輸出電壓與開(kāi)關(guān)函數(shù)的關(guān)系為:

(24)

逆變器交流側(cè)三相電壓大小按正弦規(guī)律變化,相位互差120°,則電壓空間矢量表示為

(25)

將式(24)代入式(25)可得復(fù)平面的空間電壓矢量Vk為:

(26)

空間矢量電壓扇區(qū)分布如圖4所示,V1～V6把復(fù)平面分為6個(gè)面積相同的扇區(qū),在任意扇區(qū)內(nèi)的V*都可以根據(jù)其所位于的扇區(qū)的鄰近2個(gè)矢量和零電壓矢量通過(guò)伏秒平衡原理進(jìn)行合成。

圖4 空間電壓矢量分布圖Fig.4 Space voltage vector distribution

采用七段式PWM,由矢量作用時(shí)間以及非零基本矢量的模為2vdc/3可得V1、V2和V0的作用時(shí)間為:

(27)

(28)

(29)

(30)

聯(lián)立式(28)、式(29)和式(30)可得

(31)

通過(guò)選取最優(yōu)電壓矢量Vk實(shí)現(xiàn)電流跟蹤控制環(huán)節(jié)的目標(biāo),使功率繞組諧波補(bǔ)償電流與諧波指令電流相同,即ΔI=0,根據(jù)式(31),控制交流側(cè)輸出電壓矢量V靠近參考電壓矢量V*,因此將控制諧波補(bǔ)償電流跟蹤諧波指令電流的目標(biāo)轉(zhuǎn)變成控制參考電壓矢量被空間電壓矢量跟蹤的目標(biāo)。SVPWM方法的核心是對(duì)ΔI和V*的區(qū)域判斷從而選擇出最佳電壓矢量Vk,其區(qū)域劃分如圖5(a)所示。

圖5 矢量V*、ΔI的區(qū)域劃分Fig.5 Vector V*、ΔI regional division

2.4.2 電流控制規(guī)則與偏差電流矢量的區(qū)域判斷

根據(jù)式(29)可知,改變電壓矢量V可以有效控制dΔI/dt,因此需要選取最優(yōu)電壓矢量Vk使dΔI/dt與ΔI始終保持反向,從而產(chǎn)生抑制和限幅作用。如果ΔI變大,可以最快控制電流變化從而提高控制系統(tǒng)響應(yīng)速度;如果dΔI/dt較小時(shí),需要降低開(kāi)關(guān)頻率,使其穩(wěn)定在較小的值。設(shè)滯環(huán)寬度為Hw,則空間電壓矢量電流控制規(guī)則如下:

規(guī)則1:當(dāng)|ΔI|>Hw時(shí),選取的Vk應(yīng)該使其對(duì)應(yīng)的dΔI/dt具有與ΔI方向相反的最大分量,實(shí)現(xiàn)功率繞組諧波補(bǔ)償電流跟蹤諧波指令電流的任務(wù)。

規(guī)則2:當(dāng)|ΔI|≤Hw時(shí),保持開(kāi)關(guān)狀態(tài)不變,保持電壓矢量Vk不變,限制開(kāi)關(guān)器件的頻率。

為了利于判斷偏差電流矢量ΔI的極性,將參考電壓矢量V*中的參考坐標(biāo)系順時(shí)針旋轉(zhuǎn)30°作為ΔI的參考坐標(biāo)系,得到偏差電流矢量區(qū)域圖如圖5(b)所示。

將偏差電流Δica、Δicb、Δicc輸入到滯環(huán)比較器獲得滯環(huán)比較值,定義邏輯變量B=(Ba,Bb,Bc),則

(32)

根據(jù)圖5(b)與式(32),通過(guò)邏輯變量判斷偏差電流矢量ΔI所在的區(qū)域,表2為偏差電流矢量ΔI區(qū)域判斷表。

表2 偏差電流矢量ΔI區(qū)域判斷表Table 2 Deviation current vector ΔI area judgment table

2.4.3 參考電壓矢量的區(qū)域判斷

定義邏輯變量X=(Xab,Xbc,Xca),則其與線電壓之間的關(guān)系可以表達(dá)為:

(33)

根據(jù)圖5(a)與式(33),當(dāng)參考電壓矢量V*處于圖5(a)中6種區(qū)域內(nèi)的任意一個(gè)區(qū)域時(shí),皆可以用邏輯變量X=(Xab,Xbc,Xca)唯一表示,參考電壓矢量V*區(qū)域判斷如表3所示。

表3 參考電壓矢量V*區(qū)域判斷表Table 3 Reference voltage vector V* area judgment table

能否正確選擇合適的電壓矢量Vk取決于參考電壓矢量V*與偏差電流矢量ΔI區(qū)域判斷的準(zhǔn)確性,進(jìn)而影響功率繞組諧波電流的補(bǔ)償效果。根據(jù)交流側(cè)相電壓與開(kāi)關(guān)狀態(tài)的關(guān)系,當(dāng)忽略零電壓矢量V0、7時(shí),開(kāi)關(guān)函數(shù)與電壓矢量V之間的關(guān)系如下:

(34)

2.4.4 空間電壓矢量的輸出判定規(guī)則

根據(jù)V*與ΔI所在的區(qū)域一同確定最優(yōu)電壓矢量Vk。選擇使V*-Vk與ΔI方向相反的所有可能的電壓矢量Vk中最小模值,確保ΔI緩慢變化,例如ΔI位于6區(qū)時(shí),V*位于Ⅵ區(qū),選擇使V*-Vk模值相對(duì)較小對(duì)應(yīng)的Vk,然后根據(jù)V*所位于的區(qū)域得到滿足條件的所有Vk,確保所有滿足條件的Vk對(duì)應(yīng)的dΔI/dt與ΔI始終保持反向,因此只有V6符合上述要求。同理V*位于其他區(qū)域時(shí)同樣根據(jù)此法分析,則全部的電壓矢量選擇如表4所列。

表4 V*、ΔI的選擇Table 4 V*、ΔI Selection

3 無(wú)刷雙饋電機(jī)諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制系統(tǒng)仿真

3.1 無(wú)刷雙饋電機(jī)在轉(zhuǎn)子坐標(biāo)系下的仿真模型

通過(guò)對(duì)式(13)推導(dǎo)可以得到在轉(zhuǎn)子d-q坐標(biāo)系下定子側(cè)兩套繞組電流,其模型如圖6所示,同理也可建立控制繞組電流變換模型。

圖6 功率繞組電流變換Fig.6 Winding current conversion

根據(jù)式(10)和式(11),無(wú)刷雙饋電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速模塊如圖7所示。

圖7 電磁轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速模塊Fig.7 Electromagnetic torque and speed module

將上述子模塊搭建連接即可得無(wú)刷雙饋電機(jī)總模型,如圖8所示。

圖8 繞線轉(zhuǎn)子無(wú)刷雙饋電機(jī)模型Fig.8 Model of wound rotor brushless doubly-fed machine

3.2 諧波電流檢測(cè)模塊

根據(jù)2.2節(jié)中對(duì)ip-iq諧波檢測(cè)法原理介紹搭建諧波電流檢測(cè)模塊的仿真模型如圖9所示。

圖9 功率繞組諧波電流檢測(cè)模塊Fig.9 Power winding harmonic current detection module

根據(jù)此模塊可以獲得功率繞組諧波電流,然后通過(guò)一個(gè)控制信號(hào)能使主電路的輸出補(bǔ)償諧波電流實(shí)時(shí)且精準(zhǔn)的跟蹤諧波指令電流達(dá)到良好的諧波抑制效果。

3.3 電流跟蹤控制電路模塊

該控制環(huán)節(jié)分為滯環(huán)與SVPWM兩部分,主要包括滯環(huán)比較器控制模塊、參考電壓矢量V*生成模塊、線電壓X對(duì)應(yīng)關(guān)系模塊與開(kāi)關(guān)函數(shù)選擇模塊,將這些子模塊連接即可得到電流跟蹤控制電路模型,如圖10所示。

圖10 電流跟蹤控制電路模塊Fig.10 Current tracking control circuit module

通過(guò)功率繞組諧波電流檢測(cè)模塊和電流跟蹤控制電路模塊的運(yùn)算和輸出,獲得可以控制VSR主電路開(kāi)關(guān)器件通斷的信號(hào)g,從而控制IGBT輸出諧波補(bǔ)償電流能及時(shí)跟蹤諧波指令電流,諧波補(bǔ)償電流主電路模塊如圖11所示。

圖11 功率繞組諧波補(bǔ)償電流主電路模塊Fig.11 Main circuit module of winding harmonic compensation current

將VSR主電路產(chǎn)生的功率繞組諧波補(bǔ)償電流與無(wú)刷雙饋電機(jī)的功率繞組連接,即可消除功率繞組中的諧波電流,從而克服電機(jī)諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

3.4 仿真結(jié)果對(duì)比分析

根據(jù)以上仿真模型,對(duì)無(wú)刷雙饋電機(jī)控制系統(tǒng)采用諧波電流抑制策略在不同運(yùn)行狀態(tài)下進(jìn)行仿真,仿真中設(shè)定繞線轉(zhuǎn)子無(wú)刷雙饋電機(jī)功率繞組為4對(duì)極,控制繞組為8對(duì)極,具體仿真參數(shù)如表5所列。

表5 45 kW繞線轉(zhuǎn)子無(wú)刷雙饋電機(jī)參數(shù)Table 5 Parameters of 45 kW wound rotor brushless doubly-fed machine

3.4.1 異步帶載運(yùn)行

仿真條件設(shè)置:定子功率繞組由380 V、50 Hz電網(wǎng)供電,定子控制繞組直接短接,無(wú)刷雙饋電機(jī)異步帶載900 N·m運(yùn)行1.5 s。仿真結(jié)果如圖12～圖13所示。由圖12(a)和(b)可看出,加入諧波電流抑制后,功率繞組a相電流波形波動(dòng)程度顯著減少,諧波電流含量大幅削減;由圖13(a)和(b)可看出,在0.5 s時(shí)加入諧波電流抑制后,電磁轉(zhuǎn)矩波形的平滑度提高,波形振蕩減小,電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制顯著。

圖12 異步加載運(yùn)行功率繞組a相電流仿真結(jié)果波形對(duì)比Fig.12 Comparison of waveforms of simulation results of phase A current of asynchronous running power winding

圖13 異步加載運(yùn)行電磁轉(zhuǎn)矩仿真結(jié)果波形對(duì)比Fig.13 Comparison of waveforms of electromagnetic torque simulation results in asynchronous loading operation

3.4.2 直流同步運(yùn)行

仿真條件設(shè)置:定子功率繞組由電網(wǎng)供電,定子控制繞組以兩并一串的形式由直流電源供電,其中A相的直流電壓為7 V,B、C相的直流電壓為-3.5 V。電機(jī)先異步運(yùn)行,然后在0.7 s與直流電源相連牽入同步速運(yùn)行。將繞線轉(zhuǎn)子無(wú)刷雙饋電機(jī)異步帶載900 N·m運(yùn)行0.5、0.7 s時(shí)電機(jī)牽入同步運(yùn)行狀態(tài)。

仿真結(jié)果如圖14～圖15所示。由圖14(a)和圖14(b)可看出,在0.5 s時(shí)加入諧波電流抑制,電流曲線平滑無(wú)畸變,0.7 s時(shí)電機(jī)牽入同步運(yùn)行狀態(tài)電流曲線波動(dòng)范圍極小,諧波抑制效果理想。由圖15(a)和圖15(b)可以看出,在0.5 s時(shí)加入諧波電流抑制,快速調(diào)整轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)后穩(wěn)定在900 N·m,0.7 s電機(jī)牽入同步運(yùn)行狀態(tài)后電磁轉(zhuǎn)矩進(jìn)行片刻的脈動(dòng)波動(dòng)后穩(wěn)定在900 N·m,因此電機(jī)諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)得到明顯抑制。

圖14 直流同步運(yùn)行功率繞組a相電流仿真結(jié)果波形對(duì)比Fig.14 Comparison of waveforms of simulation results of DC synchronous running power around Group A phase current

圖15 直流同步運(yùn)行電磁轉(zhuǎn)矩仿真結(jié)果波形對(duì)比Fig.15 Comparison of waveforms of electromagnetic torque simulation results of DC synchronous operation

3.4.3 雙饋超同步運(yùn)行

仿真條件設(shè)置:控制繞組由40 V,頻率為5 Hz的三相正相序交流電源供電,電機(jī)先異步運(yùn)行,在0.7 s與三相正相序交流電源相連牽入超同步狀態(tài),將繞線轉(zhuǎn)子無(wú)刷雙饋電機(jī)異步帶載900 N·m運(yùn)行0.5、0.7 s時(shí)電機(jī)牽入超同步運(yùn)行狀態(tài)。

仿真結(jié)果如圖16～圖17所示。由圖16(a)和圖16(b)可看出,在0.5 s時(shí)加入諧波電流抑制后,電流波形的正弦程度得到大幅度改善,并且畸變現(xiàn)象消除,0.7 s時(shí)電機(jī)牽入超同步運(yùn)行狀態(tài)電流曲線有極小的波動(dòng)后快速恢復(fù)穩(wěn)定,沒(méi)有畸變電流,諧波抑制效果優(yōu)良。由圖17(a)和圖17(b)可以看出,在0.7 s時(shí)電機(jī)牽入超同步運(yùn)行狀態(tài)電磁轉(zhuǎn)矩經(jīng)過(guò)大幅度波動(dòng)后轉(zhuǎn)矩穩(wěn)定在900 N·m,電機(jī)在切換運(yùn)行狀態(tài)時(shí)牽入牽入超同步運(yùn)行狀態(tài)電磁轉(zhuǎn)矩經(jīng)過(guò)大幅度波動(dòng)后轉(zhuǎn)矩穩(wěn)定在900 N·m,電機(jī)在切換運(yùn)行狀態(tài)時(shí)期仍然具有轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。在0.5 s時(shí)加入諧波電流抑制后,通過(guò)短暫調(diào)整轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)后穩(wěn)定在900 N·m,電磁轉(zhuǎn)矩波形平滑且振蕩消失,0.7 s電機(jī)牽入超同步運(yùn)行狀態(tài)電磁轉(zhuǎn)矩快速調(diào)整脈動(dòng)后穩(wěn)定在900 N·m,因此顯著抑制了電機(jī)諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

圖16 超同步運(yùn)行功率繞組a相電流仿真結(jié)果波形對(duì)比Fig.16 Waveform comparison of phase current simulation results of power winding in ultra-synchronous operation

圖17 超同步運(yùn)行電磁轉(zhuǎn)矩仿真結(jié)果波形對(duì)比Fig.17 Waveform comparison of electromagnetic torque simulation results in hypersynchronous operation

4 結(jié) 論

針對(duì)無(wú)刷雙饋電機(jī)存在較強(qiáng)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的問(wèn)題,提出了以諧波補(bǔ)償電流的方式抵消電機(jī)運(yùn)行時(shí)產(chǎn)生的諧波分量來(lái)抑制無(wú)刷雙饋電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的方法,該方法能有效抑制電機(jī)的諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng),提高無(wú)刷雙饋電機(jī)的機(jī)械特性和調(diào)速性能。

本文通過(guò)對(duì)無(wú)刷雙饋電機(jī)諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的抑制研究得出的結(jié)論如下:

1)通過(guò)分析無(wú)刷雙饋電機(jī)在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型,研究諧波電流與轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的關(guān)系,得到了功率繞組的諧波電流是引起電機(jī)的諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)主要因素的結(jié)論。

2)采用ip-iq諧波檢測(cè)法實(shí)時(shí)檢測(cè)功率繞組諧波電流,設(shè)計(jì)了諧波電流跟蹤控制電路,通過(guò)補(bǔ)償諧波電流的方法抵消了功率繞組諧波電流,實(shí)現(xiàn)了功率繞組諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制的目的。

3)在電機(jī)處于異步、同步以及超同步運(yùn)行狀態(tài)時(shí)分別進(jìn)行了仿真對(duì)比,驗(yàn)證了諧波電流補(bǔ)償法抑制無(wú)刷雙饋電機(jī)的諧波轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的有效性,削弱了電機(jī)含有的諧波分量,使得電機(jī)可以平滑運(yùn)行。