一種均衡閾值可調的雙模式電池均衡電路

徐鵬, 康龍云, 萬蕾, 謝締

(1.華南理工大學 電力學院,廣東 廣州 510640; 2. 廣東恒翼能科技有限公司,廣東 東莞 518109)

0 引 言

鋰離子電池憑借能量密度高、比能量高、自放電率低的優點在電動汽車、新能源發電儲能電站中得到了廣泛且日益增長的應用。一般來說,通過將儲能單元串聯以達到高電壓水平。但是由于鋰離子電池單體在制造中存在容量、內阻和自放電率等方面的差異,這種不一致性在使用過程中還會隨著環境溫度的差異、循環次數的增加而逐漸放大,導致串聯電池單體間在電壓上存在較大差異,從而容易造成某些電池單體的過充過放、加速老化甚至爆炸起火,電池包的可用容量、壽命和安全性下降[1-6]。 因此,為了有效改善電池單體之間的不一致問題, 必須采取一定的措施對電池電量進行均衡。

均衡技術可以分為耗散型和非耗散型。耗散電壓均衡器結構簡單,易于實現,但它們在平衡過程中消耗大量能量,會造成熱管理問題[7-8]。非耗散電壓均衡器通過使用儲能元件實現能量在電池之間的傳輸,因此不平衡的能量不會被浪費,并且可以提高電池組的容量[9]。根據均衡路徑,非耗散電壓均衡器可分為相鄰電池間傳輸(adjacent cell to cell,AC2C)[10-12]、直接電池至電池間傳輸(direct cell to cell,DC2C)[13-14]、任意電池至任意電池間傳輸(any cell to any cell,AC2AC)[15-16]、電池至電池間傳輸(cell to pack,C2P)[17]、電池組至電池間傳輸(pack to cell,P2C)[18]和多電池至多電池間傳輸(multi-cell to multi-cell,MC2MC)[8,19]。C2P型均衡電路能夠將高電量電池的能量轉移到整個電池組,P2C 型均衡電路能夠將整個電池組的能量轉移到低電量電池,MC2MC型均衡電路能夠將連續多個高電量電池的能量轉移到多個低電量電池,這三種類型的均衡電路具有較大的均衡功率和較快的均衡速度,但是沒有實現能量在不平衡電池之間的直接轉移,因此,它們的均衡效率普遍較低。AC2C型均衡電路能夠實現相鄰電池之間的均衡且控制簡單,但是能量只能在相鄰電池之間傳遞,從而導致均衡路徑長、均衡速度慢和均衡效率低,文獻[11]通過引入三諧振LC諧振變換器來加快均衡速度,但是沒有從根本上解決問題。DC2C型均衡電路使用一個共用的能量存儲單元將能量從高電量的電池轉移到低電量的電池,在一定程度上提升了均衡速度和均衡效率,文獻[14]通過使用全橋 LC諧振變換器實現了能量的雙極性傳輸,有效地提升了均衡速度,但是仍然沒有改變 DC2C 型均衡電路的均衡速度正比于不平衡電池之間最大壓差的缺點。AC2AC型均衡電路能夠同時實現所有不平衡電池之間的能量傳輸,因而具有最優的能量傳輸路徑,文獻[15]中基于并聯諧振開關電容器的均衡電路不僅實現了電壓的自動均衡,而且實現了軟開關,具有較高的均衡效率和均衡速度,但是隨著不平衡電池之間最大壓差的減小,平衡速度會變得很慢且均衡的精度較低。為了解決上述均衡電路的局限性,文獻[24-26]中提出了幾種多模式平衡電路,它們會根據電池電壓 分布的情況實現不同模式之間的切換。文獻[25]中的均衡電路可以實現AC2C模式和MC2MC模式之間的切換,但是當不平衡電池之間的距離較遠時,無法實現能量的直接轉移,導致較慢的均衡速度和較低的均衡效率。文獻[26]中提出了一種可以在 AC2AC模式和DC2C 模式之間切換的雙模式均衡電路,但是該均衡電路的AC2AC模式下沒有實現零電流開關(zero-current switching,ZCS)且DC2C模式下三諧振狀態中的自諧振狀態沒有實現能量轉移,從而導致該均衡電路的均衡速度和效率均較低。

為了解決上述多模式均衡電路存在的問題,本文提出一種基于準諧振開關電容和互補三諧振LC變換器的雙模式電池均衡電路,該均衡電路可以根據電壓分布情況在AC2AC模式和DC2C模式之間切換,AC2AC模式通過準諧振開關電容實現,DC2C模式通過互補三諧振LC變換器實現,通過兩種模式之間的切換,能夠實現均衡速度和均衡效率同步提升。

1 雙模式均衡電路

1.1 雙模式均衡電路結構

所提出的雙模式均衡電路的拓撲結構如圖1所示,其中B1、B2、B3,…,Bn代表n個串聯電池組的電池單體。均衡電路由n個準諧振開關電容單元和一個互補三諧振LC變換器組成。每個準諧振開關電容由一個電感Li、一個電容Ci和四個MOSFET開關Si1、Si2、Si3和Si4(i=1,2,3,…,n)組成,電感Li和電容Ci構成諧振腔LCi。互補三諧振LC變換器由諧振腔LCr1、諧振腔LCr2、和三個MOSFET開關S1、S2和S3組成,其中諧振腔LCr1和LCr2分別由Lr1與Cr1和Lr2與Cr2構成。

圖1 雙模式均衡電路Fig.1 Two-mode cell balancing circuit

1.2 雙模式均衡電路運行模式

所提出的雙模式均衡電路可以在AC2AC模式和DC2C模式之間切換,并且DC2C模式下復用了AC2AC模式下的開關。圖2(a)和圖2(b)所示的分別是4節電池串聯情況下的AC2AC模式和DC2C模式下的工作電路,分別可以看成基于準諧振開關電容和基于互補三諧振LC變換器的均衡電路。

圖2 雙模式均衡電路運行模式Fig.2 Two-mode cell balancing circuit operating modes

2 雙模式均衡電路工作原理

為了簡化分析,假設準諧振開關電容單元中電容值和電感值Cn、Ln(n=1、2、3、4)都具有相同的值C和L,互補三諧振LC變換器中電容值和電感值分別滿足Cr1=Cr1=Cr和Lr1=Lr1=Lr。所有諧振腔的等效電阻均為RLC,假設MOSFET開關是理想的,VBn表示電池Bn的電壓,假設初始電池電壓滿足VB1>VB2>VB3>VB4。

2.1 AC2AC模式

當電路工作在AC2AC模式下,所提出的均衡電路有兩種穩定的運行狀態:狀態I和狀態Ⅱ。兩個狀態維持的時間相同,可以實現任意電池至任意電池間的自動均衡。為了實現ZCS,兩個狀態的持續時間均應為諧振腔LCi諧振周期Tr1的一半。因此,在AC2AC模式下的開關頻率為fs1=1/Tr1。

狀態I[t0,t1]:如圖 3(a) 所示,此時下開關管 S11、S12、S21、S22、S31、S32、S41和S42打開,其他的開關管均處于關閉狀態。在這個狀態下,構建了四條均衡通路,iB1和iB2分別從B1和B2流向諧振腔LC1和LC2,iB3和iB4分別從諧振腔LC3和LC4流向B3和B4,根據基爾霍夫電壓定律(KVL),電容電壓uCn和電容電流iBn分別可以表示為

uCn(t)=VBn+(VCn(0)-VBn)·e-ρ1ωn1(t-t0)×

(1)

(2)

在t=t1時,iBn=0,電容電壓VCn(1)為

(3)

這個狀態持續的時間為

(4)

狀態Ⅱ[t1,t2]:如圖3(b)所示,此時下開關管S13、S14、S23、S24、S33、S34、S43和S44打開,其他的開關管均處于關閉狀態。在這個狀態下,構建了四條均衡通路,每條均衡通路的總寄生電阻為Req2,iB1和iB2分別從諧振腔LC1和LC2流出,給另外兩個諧振腔LC3和LC4充電,諧振腔LC3和LC4充電電流分別為iB3和iB4,根據電容電壓uCn和電容電流iBn分別可以表示為:

圖3 AC2AC模式運行狀態Fig.3 Operating states of the AC2AC mode

uCn(t)=Vav+(VCn(1)-Vav)e-ρ1ωn1(t-t1)×

(5)

(6)

式中Vav是四個并聯諧振腔的平均電壓。

在t=t2時,iBn=0,電容電壓VCn(2)為

(7)

2.2 DC2C模式

當電路工作在DC2C模式下,所提出的均衡電路有四種穩定的運行狀態:狀態Ⅲ、狀態Ⅳ、狀態Ⅴ和狀態Ⅵ。狀態Ⅲ實現了諧振腔LCr2的充電和諧振腔LCr1的自諧振,狀態Ⅳ實現了諧振腔LCr2的放電,狀態Ⅴ實現了諧振腔LCr2的自諧振和諧振腔LCr1的充電,狀態Ⅵ實現了諧振腔LCr1的放電。為了實現ZCS,四個狀態的持續時間均應為諧振腔LCr1和LCr2諧振周期Tr2的一半。因此,在DC2C模式下的開關頻率為fs2=1/(2Tr2)。由于互補三諧振中兩個諧振腔工作原理一樣,僅在相位上相差180°,因此這里僅以諧振腔LCr2進行計算,諧振腔LCr2的計算結果后移180°便可以得到諧振腔LCr1的計算結果。

狀態Ⅲ[t2,t3]:如圖4(a)所示,此時下開關管S11、S12、S13、S14、S2和S3打開,其他的開關管均處于關閉狀態。在這個狀態下,電池B1給諧振腔LCr2充電,根據KVL,諧振腔LCr2中的電容電壓uCr2和電容電流iCr2分別可以表示為:

圖4 DC2C模式運行狀態Fig.4 Operating states of DC2C mode

uCr2(t)=VB1+(VCr2(0)-VB1)e-ρ2ωn2(t-t2)×

(8)

(9)

(10)

這個狀態持續的時間為

(11)

狀態Ⅳ[t3,t4]:如圖4(b)所示,此時下開關管 S41、S42、S43、S44和S3打開,其他的開關管均處于關閉狀態。在這個狀態下,諧振腔LCr2給電池B4給充電,根據KVL,諧振腔LCr2中的電容電壓uCr2和電容電流iCr2分別可以表示為

uCr2(t)=VB4+(VCr2(1)-VB4)e-ρ2ωn2(t-t3)×

(12)

(13)

在t=t4時,iCr2=0,電容Cr2電壓VCr2(2)為

(14)

狀態Ⅴ[t4,t5]:如圖4(c)所示,此時下開關管 S11、S12、S13、S14、S1和S2打開,其他的開關管均處于關閉狀態。在這個.狀態下,諧振腔LCr2處于自諧振狀態,根據KVL,諧振腔LCr2中的電容電壓uCr2和電容電流iCr2分別可以表示為:

uCr2(t)=VCr2(2)e-ρ2ωn2(t-t4)×

(15)

(16)

在t=t5時,iCr2=0,電容Cr2電壓VCr2(3)為

(17)

狀態Ⅵ[t5,t6]:如圖4(d)所示,此時下開關管S11、S12、S13、S14、S1和S2打開,其他的開關管均處于關閉狀態。在這個狀態下,諧振腔LCr2處于空閑狀態,諧振腔LCr2中的電容電壓VCr2和電容電流iCr2保持不變,即

uCr2(t)=VCr2(3);

(18)

iCr2(t)=0。

(19)

在t=t6時,iCr2=0,電容Cr2電壓VCr2(4)為

VCr2(4)=VCr2(3)。

(20)

3 雙模式均衡電路分析

3.1 AC2AC均衡模式分析

當AC2AC均衡模式處于穩定狀態的時候,準諧振開關電容單元中電容電壓滿足:

VCn(0)=VCn(2)。

(21)

將式(20)代入式(3)和式(7),可以推導出:

(22)

(23)

根據式(1)、式(2)、式(5)、式(6)、式(22)、式(23)可知,在VB1>VB2>Vav>VB3>VB4條件下,以諧振腔LC4為例,在AC2AC模式下的電容電壓uC4和電容電流iB4工作波形如圖5所示。可以注意到電容電流在開關切換時已經降為零,實現了ZCS,因此,在AC2AC模式所產生的損耗會低于文獻[26]中AC2AC模式所產生的損耗。

圖5 AC2AC模式理論波形圖Fig.5 Theoretical waveforms of the AC2AC mode

一個周期中,從電池流向電容的平均電流可以表示為

(24)

根據式(23)繪制了AC2AC模式下流向電池B4的均衡電流IB4與Req1和ΔV=Vav-VB4之間的三維關系圖,如圖6所示。由圖6可知,流向電池B4的均衡電流IB4隨著Req1的減小和ΔV的增大會變大,因此,在Req1確定的情況下,隨著ΔV的減小,均衡電流IB4會越來越小,意味著均衡速度越來越慢。

圖6 IB4與Req1和ΔV三維關系圖Fig.6 Three-dimensional diagram of IB4 with Req1 and ΔV

在一個開關周期中,從電池輸出的總功率POUT和輸入電池的總功率PIN可以分別表示為:

(25)

因此,AC2AC模式下的均衡效率可以表示為

(26)

3.2 DC2C均衡模式分析

當DC2C均衡模式處于穩定狀態的時候,諧振腔中電容電壓滿足:

VCr2(0)=VCr2(4)。

(27)

將式(19)代入式(3)和式(7),且由于諧振腔LCr2的計算結果和諧振腔LCr1的計算結果相差180°相位,所有可以推導出:

(28)

根據式(8)、式(9)、式(12)、式(13)、式(15)、式(16)、式(18)、式(19)、式(28)可知,在VB1>VB2>VB3>VB4條件下,諧振腔LCr1的電容電壓uCr1、電容電流iCr1和諧振腔LCr2的電容電壓uCr2、電容電流iCr2的理論波形如圖7所示。由圖7可知,在DC2C模式下,兩個諧振腔工作在互補狀態,有效地解決了文獻[26]中DC2C模式下的自諧振狀態無能量轉移的問題。

圖7 DC2C模式理論波形圖Fig.7 Theoretical waveforms of the DC2C mode

一個周期中,流出電池B1平均電流IB1和流入電池B4平均電流IB4可以表示為:

(29)

同時,電池B1釋放的均衡功率PB1和電池B4接收的均衡功率PB4可以表示為:

(30)

因此,DC2C模式的均衡效率

(31)

根據式(31),DC2C模式的均衡效率可以進一步推導為

(32)

根據式(30)和式(31)分別繪制了VB1=3.6 V和VB1=3.3 V時,DC2C模式下電池B4接收的均衡功率PB4和均衡效率ηDC2C與Zr2和Req2之間的三維關系圖,分別如圖8和圖9所示。根據圖8可知,電池B4接收的均衡功率PB4隨著Req2的減小會有略微地增長,增長幅度不大,但是會隨著Zr2的增加會有較大幅度地降低。同時,根據圖9可知,Req2的減小和Zr2的增加都會使得均衡效率有較明顯的提升。因此,電感和電容的取值應該適中,確保均衡功率和均衡效率都處于一個較高的水平,同時,要使得等效電阻Req2盡可能的小以提高均衡效率和保證均衡功率。

圖8 PB4與Zr2和Req2三維關系圖Fig.8 Three-dimensional diagram of PB4 with Zr2 and Req2

圖9 ηDC2C與Zr2和Req2三維關系圖Fig.9 Three-dimensional diagram of ηDC2C with Zr2 and Req2

3.3 雙模式均衡電路控制策略

基于上述對AC2AC均衡模式和DC2C均衡模式的分析,電池之間的最大壓差ΔVmax較大時,AC2AC均衡模式的均衡功率比DC2C均衡模式的要大,而當電池之間的最大壓差ΔVmax變小時,DC2C均衡模式均衡功率要明顯大于AC2AC均衡模式。同時,電池之間的最大壓差ΔVmax變小時,DC2C均衡模式的均衡效率會比AC2AC均衡模式高。因此,為了獲得較好的均衡性能,設計了如圖10所示的雙模式均衡電路控制策略,當電池之間的最大壓差ΔVmax大于閾值ΔVth時,啟用AC2AC均衡模式,隨著電池間最大壓差ΔVmax的減小,在最大壓差ΔVmax滿足大于10 mV且小于閾值ΔVth的條件之后,切換成DC2C均衡模式。至于閾值ΔVth的選擇,可以首先根據仿真確定閾值ΔVth的大致范圍,然后在具體的實驗過程中選擇合適的閾值ΔVth以獲得最佳的均衡速度,在后續對比實驗中會比較說明。

圖10 雙模式均衡電路控制策略Fig.10 Control strategy of two-mode balancing circuit

4 實驗驗證

4.1 實驗平臺

為了驗證上述分析,本文搭建了如圖11所示的實驗樣機。其中,STM32(STM32F103VET6)用作雙模式均衡電路的控制器,并通過柵極驅動板向雙模式均衡電路提供驅動信號。MOSFET開關選用型號為IRF3205PBF的N溝道MOSFET。實驗中電池電壓由BQ76PL455電池監視器測量,電流由 CYBERTEK CP8030H電流探頭測量。使用4節容量為2 200 mAh的三星18650鋰離子電池進行實驗,在實驗前分別充電至3.60、3.40、3.10、3.00 V。實驗樣機的電路參數如表1所示。

表1 雙模式均衡電路參數Table 1 Parameters of two-mode balancing circuit

圖11 實驗樣機Fig.11 Experimental prototype

4.2 實驗結果

圖12是AC2AC模式在不同ΔV下的電容電壓uC4和電容電流iB4實驗波形,可以看出在不同ΔV下均實現了ZCS。但是隨著ΔV的減小,電容電流iB4的平均值在不斷減小,也就意味著均衡功率在不斷減小,因此,ΔV的減小會使得均衡速度變慢。

圖12 不同ΔV下的實驗波形Fig.12 Experimental waveforms under different ΔV

圖13是DC2C模式在不同最大電壓差ΔVmax下的實驗波形,可以看出在不同最大電壓差ΔVmax下均實現了ZCS且均衡電流并沒有隨著最大電壓差的減小而發生明顯變化,也就是說在最大電壓差ΔVmax很小時,DC2C模式也能保持較快的均衡速度。

圖13 不同ΔVmax下的實驗波形Fig.13 Experimental waveforms under different ΔVmax

表2是DC2C模式的均衡效率ηDC2C和K之間的關系。根據表2可以看出,當K從0.7變化至1時,均衡效率ηDC2C均可保持在一個較高水平且最高效率可達93.11%。

表2 均衡效率ηDC2C與K之間的關系Table 2 Relationship between ηDC2C and K

4.3 雙模式均衡電路均衡結果

為了驗證不同均衡閾值ΔVth對均衡速度的影響,分別在ΔVth為0、200、300、400、500和600 mV的情況下進行6組均衡實驗。ΔVth為0和600 mV情況下,均衡電路分別只有AC2AC模式和DC2C模式,而ΔVth為200、300、400和500 mV情況下,均衡電路為雙模式均衡電路。

圖14是均衡閾值ΔVth=0 mV時對應的結果,這種情況均衡電路只有AC2AC模式,可以看出,均衡初期壓差較大,均衡速度較快,隨著壓差的減小,均衡速度變得非常慢,在300 min處的最大壓差仍然有112 mV。

圖14 AC2AC模式均衡結果Fig.14 Balancing result of the AC2AC mode

圖15是均衡閾值ΔVth=600 mV時對應的結果,這種情況均衡電路只有DC2C模式,可以看出,在158 min處實現均衡,相較于AC2AC模式,由于均衡速度受壓差影響較小,所以全程可以保持較快的均衡。

圖15 DC2C模式均衡結果Fig.15 Balancing result of the DC2C mode

圖16是均衡閾值ΔVth為200、300、400和500 mV時對應的均衡結果,這種情況均衡電路是具有AC2AC模式和DC2C模式的雙模式均衡電路,可以看出,隨著均衡閾值ΔVth的增加,均衡速度先增加后減小,在均衡閾值ΔVth=400 mV時,均衡所需的時間最短,在139 min處達到均衡。同時,相比于均衡電路僅工作在AC2AC模式或DC2C模式下,ΔVth=400 mV時的雙模式均衡電路在均衡速度上也有較明顯的提升。

圖16 不同均衡閾值均衡結果Fig.16 Balancing results of different balancing thresholds

5 性能對比

表3給出了本文提出的雙模式均衡電路和其他均衡電路的性能對比,包括均衡精度、均衡效率和均衡速度。

表3 均衡電路性能對比Table 3 Performance comparison of cell equalizers

從表3可知,本文提出的基于準諧振開關電容和互補三諧振LC變換器的雙模式電池均衡電路具有均衡精度高、均衡效率高和均衡速度快的優點。和AC2AC型均衡電路[18]相比,所提出的均衡電路在小的電壓間隙下也能實現快速的均衡,因而具有很高的均衡精度。和雙模式均衡電路[24]相比,所提出的均衡電路在兩種模式下均實現了ZCS,且克服了[25]中均衡電路在DC2C模式下三諧振狀態中的自諧振狀態沒有實現能量轉移的缺點,因此具有更高的均衡效率和均衡速度。

通過和傳統的單模式均衡電路和幾種多模式均衡電路的對比可知,所提出的雙模式電池均衡電路利用了AC2AC模式和DC2C模式的優點,通過調節均衡閾值的大小,實現了很快的均衡速度,很高的均衡精度和很高的均衡效率。

6 結 論

本文提出了一種雙模式均衡電路,該均衡電路可以實現在AC2AC模式和DC2C模式之間切換,且兩種模式均實現了零電流開關。本文對所提的雙模式均衡電路的運行狀態、均衡功率和均衡效率進行了詳細分析,制定了雙模式均衡電路的控制策略。最后,搭建了4節電池的實驗樣機,實驗結果驗證了理論分析的正確性和雙模式均衡電路的有效性,對比實驗結果驗證了均衡閾值的調整可以使得均衡電路獲得最快的均衡速度。