基于耦合電感的兩相交錯高增益DC/DC變換器

2023-12-16 03:52:28鄭詩程王磊秦樂樂孫茜茹郎佳紅

電機與控制學報 2023年10期

關鍵詞：模態

鄭詩程, 王磊, 秦樂樂, 孫茜茹, 郎佳紅

(安徽工業大學電氣與信息工程學院,安徽馬鞍山 243032)

0 引言

在“碳達峰”和“碳中和”的國家目標下新能源市場面對更多機遇,綠色能源正在持續升溫[1]。如何將可再生能源充分利用成為人們的關注重點。近年來,新能源發電產業發展迅猛,使得可再生能源能夠得到充分利用。然而,光伏電池等新能源發電都有著共同特點,就是其儲能電池的輸出電壓都相對較低,實際應用時需要提升至并網逆變器所需電壓。隔離型變換器可以通過調節變壓器匝比獲得較高的電壓增益,但隨著匝比的增加也會擴大變壓器漏感對功率管的影響。相對于隔離型,非隔離型拓撲具有天然優勢,其中,含耦合電感升壓單元的拓撲結構不僅可以實現較高的電壓增益,而且沒有變壓器的漏感問題,功率管電壓耐量利用率更高。因此,一個高效可靠的非隔離型高增益DC/DC變換器對于新能源發電十分關鍵[2-5]。

對于傳統Boost變換器的結構特點,只有工作在高占空比條件下才能夠取得較高電壓增益,這使得變換器的效率很低,并且電路元件的電壓應力相對較大。文獻[6-7]將傳統Boost變換器通過級聯組合在一起,級聯結構雖然提高了變換器電壓增益,但使得電路元件的電壓應力隨著結構逐級攀升。文獻[8-10]通過使用傳統Boost變換器交錯并聯的方法,此方法得出的電路結構具有對稱性,結構相對簡單,對稱的電路結構使輸入電流紋波較小,并且電路可以工作在較大功率條件下。但對于電壓提升能力較弱,器件所承受的電壓應力也較大等缺點依然存在,無法滿足新能源發電對于變換器所要求的的升壓條件。文獻[11-14]采用了Sepic升壓變換器,并在此基礎上融入了耦合電感用來提升電路輸出電壓,同時又補充了有源開關電感單元。耦合電感的加入使電壓增益得到了明顯提升。但缺點也較為明顯,變換器結構復雜、器件數量相對較多,且對于電壓提升較為有限,結構復雜,器件數量多也導致變換器的控制較為困難。文獻[15-19]將Sepic變換器與耦合電感結構結合在一起,由于Speic電路的輸入電感,電路的輸入電流紋波得到了有效抑制,但是單開關電路結構,使得電路對電壓提升能力有限,且無法滿足大功率的工作條件。

基于以上變換器結構的各種不足,本文獨特地采用Boost-Sepic變換器結構,引入耦合電感結構用作升壓單元,同時電路采用交錯并聯的連接方式,設計出一種兩相交錯型高增益變換器(CI-TPIBS)。在合適的工作條件下,變換器將具有很高的電壓增益。交錯并聯的結構具有高度對稱性,提升電壓增益抑制輸入電流紋波同時電路元件所受電壓應力也明顯下降;兩側漏感所發出的能量經由輸入側二極管、電容所構成的LCDC回路被吸收,電路的二極管、開關管工作在零點流關斷與開通下,進一步提升變換器的工作效率。

1 變換器工作原理

1.1 電路拓撲

變換器等效電路原理圖如圖1如示。將Boost與Sepic電路通過輸入端共享,輸出端串聯組成Boost-Sepic電路,再將兩個Boost-Sepic電路通過兩相(即A、B相)交錯方式組合即可獲得新的DC/DC變換器拓撲。

圖1 變換器等效電路原理圖Fig.1 Equivalent circuit schematic of converter

圖1中,耦合電感匝比為n=ns/np。耦合系數為k=Lm/(Lm+Lk),其中:Lm為勵磁電感;Lk為漏感。為了簡化所提出的變換器的工作原理分析,以下是一些假設:

1)該變換器在電流連續導通模式下工作;

2)開關器件認為是理想器件;

3)所有電容值足夠大,其電壓紋波值可忽略。

1.2 工作原理

圖2給出了輸入電感L1、L2都在電流連續導通模式下工作時,在一個開關周期Ts內電路關鍵參數波形,圖3分別給出了各個開關模態的等效電路。

1)工作模態1 [t0-t1]:在t0時刻,開關管S1、S2同時導通,二極管D3、D5導通,D1、D2、D4和D6截止。電源Vin給電感L1、L2充電,B相耦合電感產生漏感Lk2,經開關管S2與電容C6、C3發生諧振,箝位電容C6在給勵磁電感Lm2提供能量的同時還為電容C3充電,利用耦合電感的變壓器效應為倍壓電容C4充電。A相中流經漏感和勵磁電感的電流快速減小直到二者相等,副邊繞組ns1的電流值快速降為零,二極管D3實現零電流關斷(ZCS)。

2)工作模態2[t1-t2]:在t1時刻,開關管S1、S2仍開通,二極管D2、D5導通,D1、D3、D4和D6截止。電源Vin繼續對電感L1,L2進行充電,通過輸入電感L1、L2上的電流iL1、iL2逐漸上升。A相耦合電感產生漏感Lk1,在開關管S1與電容C5、C1組成的(LCDC)回路中發生諧振,箝位電容C5同時為勵磁電感Lm1、電容C1提供能量,利用耦合電感的變壓器效應為倍壓電容C2充電。B相的工作狀態同模態1。此時輸出電容C7和C8共同向負載R傳遞能量。

3)工作模態3[t2-t3]:在t2時刻,開關管S2關斷。此時A相狀態保持不變,B相副邊繞組ns2的電流值快速降為零,該過程持續的時間很短,之后,二極管D4、D6導通,D5反向截止。輸入電源、電感L2、電容C3,倍壓電容C4以及耦合電感副邊ns2一起為負載提供能量,同時又通過D4向C6補充能量。當到達t3時刻,流經箝位二極管D4的電流自然下降到零。

4)工作模態4[t3-t4]:在t3時刻,A相狀態仍不變;二極管D4受到反向電壓作用關斷,由于電容C3和C6的影響,二極管D4兩端承受很小的電壓應力。B相中輸入電感L2、副邊繞組ns2呈放電狀態。

5)工作模態5[t4-t5]:在t4時刻,開關管S2重新導通,A相狀態和二極管導通狀態不變,而B相中流經漏感和勵磁電感的電流快速減小直到二者相等,副邊繞組ns2的電流值快速降為零,二極管D6實現零電流關斷(ZCS)。

6)工作模態6[t5-t6]:在t5時刻,開關管S1、S2工作在開通狀態,二極管通斷情況與工作模態2相同,其工作模態與其一致。

7)工作模態7[t6-t7]:在t6時刻,開關管S1斷開,B相狀態不變;A相副邊繞組ns1的電流值快速降為零,該過程持續的時間很短,之后,二極管D1、D3導通,D2反向截至。輸入電源、電感L1、電容C1、倍壓電容C2以及耦合電感副邊ns1一起為電容C7提供能量,同時又通過D1向C5補充能量。當到達t7時刻,流經箝位二極管D1的電流自然下降到零。

8)工作模態8[t7-t8]:在t7時刻,B相狀態仍不變;二極管D1受到反向電壓作用關斷,由于電容C1和C5的影響,二極管D1兩端承受很小的電壓應力。A相中輸入電感L1、副邊繞組ns1呈放電狀態。

1.3 工作特性分析

上文對電路的各個工作模態進行了分析,由模態1分析可得:

(1)

式中:Lk1表示漏感k1的值;VL1表示電感L1的電壓;fr2為諧振頻率,其他以此類推。

由模態2分析可得:

(2)

由模態3分析可得:

(3)

由模態5分析可得:

(4)

由模態7分析可得:

(5)

2 穩態分析

2.1 電壓增益

耦合電感的耦合系數可以表示為

(6)

耦合電感的變(匝比)可以表示為

(7)

根據輸入電感和耦合電感的伏秒平衡原理,可得到以下等式:

(8)

(9)

(10)

(11)

由模態2～6的等效電路列寫方程:

VC5-nk(VC1-VC5)dt=VC1+VC2。

(12)

由模態1～2和6～8的等效電路列寫方程:

VC6-nk(VC3-VC6)dt=VC3+VC4。

(13)

通過推導得出:

(14)

VC2=(1+nk)Vin;

(15)

(16)

(17)

(18)

VC4=(1+nk)Vin;

(19)

(20)

該變換器電壓增益表達式為

(21)

當k=1時,該變換器的電壓增益為

(22)

在耦合系數k=1的情況下,耦合電感匝比n和占空比D在設計范圍內與變換器功率器件電壓增益呈圖4所示關系。

圖4 電壓增益變化曲線Fig.4 Voltage gain variation curve

2.2 開關器件的電壓應力

為了簡化起見,取耦合電感的耦合系數k=1,通過上文對于器件工作原理分析得出:

功率開關管的電壓應力為

(23)

箝位二極管D1、D4的電壓應力為

(24)

二極管D2、D3、D5和D6的電壓應力為

(25)

各功率器件所受電壓與輸出電壓的比值隨耦合電感匝比變化的曲線如圖5所示。

圖5 開關器件的電壓應力變化曲線Fig.5 Voltage stress variation curve of the switching device

通過圖5分析可知,若要求輸出電壓不變,開關管和二極管D1、D4的電壓應力相同,可通過增加匝比n降低器件電壓應力。匝比n固定時,應力與輸出電壓一直保持著一定的比例關系。二極管D2、D3、D5和D6的電壓應力相同,匝比越大其承受的電壓就越大,當匝比固定時,也與輸出電壓一直保持固定的比例關系。雖然器件電壓應力受各方面的影響會增大或減小,但始終小于輸出電壓的1/2。由此可得出結論,可根據輸出電壓要求合理配置匝比為器件選型提供依據。

3 元器件設計和性能對比

3.1 電感的設計

耦合電感匝比的參數設計對于變換器的設計十分關鍵。一般情況下,可以先參考輸入輸出電壓比值,在選擇合適占空比之后,再依據下式進行匝比的初步選擇:

(26)

耦合電感漏感與二極管電流下降率關系,可根據下式進行初步選擇:

(27)

通常情況下輸入電流紋波大約是輸入電流平均值的20%,輸入電感L1與輸入電流紋波ΔIL1的關系式為

(28)

式中fs為開關頻率。輸入電感L2的設計同理。

通常用于高頻電感的是具有較低的磁導率和較高的飽和磁感應強度的金屬磁粉芯。其具有電感電流較大時不易出現磁飽和現象,氣隙均勻、磁路封閉、無漏磁、電磁干擾小等優點。

基于以上優點,本設計中選擇鐵磁粉芯作為電感的磁芯,綜合電流的集膚效應和電感導線的過流能力初步選擇線徑,根據式(29)計算電感的匝數為

(29)

式中AL為磁芯電感系數。

3.2 電容的設計

電容電壓紋波ΔVc是選擇電容的關鍵考量點,一般按下式約束條件進行初步選擇,綜合考慮電容耐壓的要求,按計算值的120%選取:

(30)

式中:Po表示輸出功率;Vo表示輸出電壓。其中,對于電壓紋波值ΔVc,箝位、升壓電容限制在端電壓的1%,輸出電容限制在端電壓的0.2%。

此外,電容C1、C3、C5和C6在電路中會與耦合電感漏感發生諧振,一般控制諧振頻率發生在工作頻率附近,即

(31)

3.3 變換器效率

根據上述分析,開關管S的損耗為

(32)

式中:IS_rms為開關管的方均根電流;Rds為開關管導通電;PS為開關管損耗;tf為開關管導通和關斷時間。

二級管的損耗為

PD=VFID_ave。

(33)

式中:PD為二級管損耗;VF為二極管正向壓降;ID_ave為二極管的平均電流。

電容的損耗為

(34)

式中:PC為電容的損耗;RC為電容的電阻值;IC_rms為電容的方均根電流。

磁性元件的損耗為

(35)

式中:PL為磁性元件的總損耗;IL_rms為磁性元件的方均根電流;RL為磁件繞線的電阻;f為開關頻率;B為磁性元件的磁通密度;k、α、β為磁心的材料參數。

變換器總損耗為

Ploss=PS+PD+PC+PL。

(36)

變換器的效率為

(37)

式中:η為變換器的效率;Po為變換器的輸出功率。

3.4 變換器之間的工作特性比較

表1將本文所提變換器與文獻中提到變換器一些重要參數進行對比。圖6給出了變換器性能對比曲線。

表1 不同變換器之間的工作特性對比Table 1 Comparison of operating characteristics between different converters

圖6 變換器性能對比曲線Fig.6 Inverter performance comparison curves

對表1中所列出的參數分析可知,不論在電壓增益方面考慮,又或者是在器件電壓應力方面考慮,本文所提變換器均具有較大優勢,器件的選擇會更加靈活,電路的成本更容易控制,性能得到了較大提升,對稱結構使電路的控制更加簡便。

4 實驗驗證

為了驗證理論分析的正確性與變換器的可行性,搭建一臺額定功率為400W的實驗樣機。其中,A、B兩相以相同占空比運行可實現輸出電容均壓,減小因中點電壓跳動引起的電磁兼容問題。實驗的具體參數見表2,樣機設計采用模塊化設計。

表2 變換器實驗參數表Table 2 Table of converter experimental parameters

圖7～圖12給出CI-TPIBS變換器在功率400 W、輸入電壓為24 V下的實驗波形。圖7為驅動信號Vgs1、Vgs2以及輸入電感電流iL1、iL2波形。圖8依次為輸入、輸出電壓,輸入、輸出電流波形。通過圖8可計算得到所提CI-TPIBS變換器的電壓增益大小為M=452 V/24 V=18.83,其值與理論電壓增益值M=(4+2n)/(1-d)=20十分接近,實際電壓增益值略低于理論值的原因是實際實驗時電路元器件的寄生參數不可忽略。將圖7和圖8進行對比再結合變換器結構分析,可以看出CI-TPIBS變換器輸入電流連續,大小等于A、B兩相輸入電感電流之和。由于變換器的交錯結構,A、B兩相驅動信號相位相差180°,這使得A、B兩相輸入電感電流相位差180°,兩相電流在波峰波谷處相錯疊加。輸入電流紋波大大減小,提升了新能源發電裝置的發電效率。

圖7 驅動信號、輸入電感電流波形Fig.7 Drive signal,input inductor current waveform

圖8 輸入輸出電壓和電流波形Fig.8 Input and output voltage and current waveforms

圖9依次為功率開關管S1和S2的電壓、電流波形,通過波形得出開關管應力VDS很小,與輸出電壓對比分析,大小僅為輸出電壓的12.9%,根據開關管電流、電壓波形對比分析,開關管工作于零電流開通狀態(ZCS),大大降低了變換器開關損耗。

圖9 開關管S1和S2電壓及電流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of switch tubes

圖10依次為耦合電感原、副邊電流波形,雖然耦合電感原副邊電流的脈動較大,但是仍然保持對稱。圖11為二極管 D1～D6的電壓和電流波形,根據圖11(a)所示當輸出電壓為452 V時,二極管D1和D4承受的電壓僅為輸出電壓的12.4%,并且可以自然關斷避免了反向恢復問題。根據圖11(b)和圖11(c)可知其他二極管的所承受的電壓為輸出電壓的38.9%,與理論分析的37.5%僅存在1.4%的誤差。綜上所述,該變換器中的功率器件所承受的電壓都不超過輸出電壓的50%,與理論分析的誤差不超過5%,實驗結果驗證了理論分析的正確性。