基于肖特基二極管的緊湊高效型大功率整流電路

郭慧霞,陳鵬,李鵬

(大連海事大學(xué) 信息科學(xué)技術(shù)學(xué)院,遼寧 大連116000)

0 引 言

微波無線輸能(microwave power transmission)系統(tǒng)最早1964年被W.C.Brown教授提出[1],其包括發(fā)射微波信號源、發(fā)射天線、接收天線和微波整流電路[2]。微波整流電路是MPT系統(tǒng)的關(guān)鍵部件,必須根據(jù)整個系統(tǒng)的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。傳統(tǒng)的微波整流電路由輸入低通濾波器(LPF)/阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、肖特基二極管、輸出直通濾波器和電阻負(fù)載組成[3]。

普通肖特基二極管通常反向擊穿電壓最大只能達(dá)到15 V,導(dǎo)致基于肖特基二極管的微波整流電路其輸入功率都在30 dBm以下。因?yàn)?0 dBm以上的射頻輸入功率會在肖特基二極管上引起顯著的電壓和電流波動,從而導(dǎo)致二極管的金屬半導(dǎo)體結(jié)擊穿并永久損壞[4]。相比肖特基二極管,GaN二極管的擊穿電壓可以達(dá)到90 V,但是GaN在成本效益高的半導(dǎo)體工藝中是不可行的[5]。近幾年來為了滿足大功率、高電壓的供電需求[6],研究者提出了結(jié)合功分網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)大功率整流電路[7]。但此結(jié)構(gòu)整流電路存在因引入功分網(wǎng)絡(luò)帶來額外損耗,具有整流效率低、尺寸大不易集成的缺點(diǎn)。如文獻(xiàn)[8]通過結(jié)合功分器和二極管陣列將整流電路的功率容量提升到39.28 dBm,但是其整流效率只有44.27%,不具有較強(qiáng)的實(shí)用性。文獻(xiàn)[9]雖然設(shè)計(jì)的整流電路功率容量達(dá)到41 dB,但其電路尺寸為180 mm×180 mm,不能很好的和接收天線、電子設(shè)備集成。

為解決上述功率容量低、整流效率低、電路尺寸大的問題,本文設(shè)計(jì)了一種無輸入濾波器的高效大功率整流電路。在2.45 GHz的頻率,38 dBm的輸入功率和220 Ω的負(fù)載電阻上,得到70%的微波直流轉(zhuǎn)換效率。該電路具有尺寸小、整流效率高、功率容量大的特點(diǎn),可應(yīng)用于智能手機(jī)、平板電腦、互聯(lián)網(wǎng)設(shè)備等瓦級終端能量供給。

1 整流電路分析設(shè)計(jì)

1.1 二級管整流特性分析

為獲得高效率和大功率整流,二極管的選取非常關(guān)鍵。表1給出了一些肖特基二極管的參數(shù),包括反向擊穿電壓VB、零偏置結(jié)電容Cj0和寄生串聯(lián)電阻Rs[10]。較高的反向擊穿電壓允許較高的輸入功率,適用于大功率的微波整流;零偏置結(jié)電容與微波整流的工作頻率有關(guān),較小結(jié)電容的二極管截止頻率高,適用于較高頻段的微波整流;二極管的損耗是由二極管結(jié)和串聯(lián)電阻上的電壓、電流重疊造成的,較大的寄生串聯(lián)電阻會導(dǎo)致二極管的功率損耗增大。綜合考慮本文選取HSMS-282x作為此次設(shè)計(jì)中的整流二極管最為合適。

表1 肖特基二極管的參數(shù)

整流二極管的非線性和較小的反向擊穿電壓增加了整流電路設(shè)計(jì)的難度,同時也直接影響到整流效率。通過電磁仿真軟件ADS對二極管的整流特性進(jìn)行了仿真分析,圖1為仿真電路的原理。整流二極管的型號為HSMS_282P;選擇GRM18系列電容,容值為33 pF;采用二倍壓設(shè)計(jì)整流電路;電路中用輸入阻抗為50 Ω的交流信號源代替天線作為輸入信號;輸入的頻率設(shè)置為2.45 GHz。

圖1 二倍壓整流電路的ADS仿真電路原理圖

圖2為二極管整流效率隨輸入功率變化的曲線,可以看出:在輸入功率小于-2 dBm時,受限于整流二極管勢壘,整流效率幾乎為0;隨著輸入功率的增加整流效率逐漸增加;當(dāng)輸入功率達(dá)到35 dBm時,整流效率達(dá)到最大67.5%;在輸入功率高于35 dBm時,二極管的反向擊穿電壓鉗制其輸出電壓,導(dǎo)致整流效率快速下降。因此要想設(shè)計(jì)高效率整流電路,需要一個合適的輸入功率。

圖2 二極管整流效率隨輸入功率的變化

圖3為二極管整流效率隨負(fù)載阻抗變化的曲線,可以看出:二極管的整流效率隨著負(fù)載阻抗的增加急劇上升,后趨于穩(wěn)定但隨著負(fù)載的增大有下降的趨勢。從上面仿真結(jié)果可以看出:二極管的整流效率與輸入功率和負(fù)載阻抗有關(guān)系。

圖3 二極管整流效率隨負(fù)載阻抗的變化

1.2 整流電路概述及設(shè)計(jì)方法

文章設(shè)計(jì)的高效大功率整流電路,如圖4所示。整流電路由匹配網(wǎng)絡(luò)、諧波抑制網(wǎng)絡(luò)、二極管橋、輸出濾波器組成。

圖4 整流電路結(jié)構(gòu)

為了實(shí)現(xiàn)大功率整流,設(shè)計(jì)了具有對稱結(jié)構(gòu)、共用一個匹配網(wǎng)絡(luò)和諧波抑制網(wǎng)絡(luò)的兩路微波整流電路。每路采用2只HSMS-282P肖特基二極管橋設(shè)計(jì)單級倍壓的微波整流電路。HSMS-282P內(nèi)部為4只二極管相互串并聯(lián),增加其等效反向擊穿電壓VB的同時等效寄生串聯(lián)電阻Rs不會明顯增大,實(shí)現(xiàn)了高效率整流的條件下提升整流電路的輸入功率。圖5給出了不同設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)的整流電路其輸入功率與整流效率的關(guān)系,通過對比可以看出:本文設(shè)計(jì)的整流電路在整流效率不下降的情況下,將功率容量提升到了38 dBm。

整流電路的轉(zhuǎn)換效率受限于二極管的損耗[11]。二極管的損耗是由二極管結(jié)和串聯(lián)電阻上的電壓、電流重疊造成的[12]。為解決上述問題,本文提出了一種新型的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)。該諧波抑制網(wǎng)絡(luò)在奇頻下處于低阻抗,在偶頻下處于高阻抗,使得二極管上的電流和電壓波形重疊最小化,達(dá)到提高整流效率的目的。理想的全波段的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)很難實(shí)現(xiàn),且一個復(fù)雜的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)會在基頻處引入額外的損耗,本文主要設(shè)計(jì)用于抑制二次、三次諧波的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)。在本文提出的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)中,將λg/8終端短路微帶線并聯(lián)于二極管的陽級,在2f0下呈現(xiàn)開路;在f0下呈現(xiàn)純電抗jZe,補(bǔ)償二極管在基頻時的容抗阻抗。在兩路微波整流電路的分流處添加扇形開路支節(jié),在3f0下呈現(xiàn)短路。圖6給出了二極管端電壓和電流頻譜圖。結(jié)果表明:在二倍頻下呈高阻抗;在三倍頻下呈低阻抗,很好地說明了該結(jié)構(gòu)的整流電路能夠限制二極管的損耗,提高整流效率。

圖6 二極管端電壓和電流頻譜圖

設(shè)計(jì)的輸出濾波器由微帶扇形開路枝節(jié)和λg/4終端開路路微帶線枝節(jié)組成?？紤]到2.45 GHz對應(yīng)的四分之一波長過大,為減少電路尺寸采用扇形結(jié)構(gòu)代替。輸出濾波器的仿真結(jié)果如圖7所示。濾波器在2.45 GHz時的反射系數(shù)為-0.12 dB,在4.9 GHz時的反射系數(shù)為-1 dB,在7.25 GHz時的反射系數(shù)為-1.3 dB,即基頻和諧波全部反射回二極管再次整流,只有直流電流通過濾波器。該輸出濾波器的設(shè)計(jì)既滿足負(fù)載兩端得到較純的直流信號,又提高了微波整流電路的效率。

圖7 輸出濾波器的仿真結(jié)果曲線

匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)是將整流電路的輸入阻抗zin=(11.9-j5)Ω匹配到50 Ω,方便測試時用SMA接頭將整流電路與測試儀連接。采用并聯(lián)型微帶單枝節(jié)設(shè)計(jì)匹配電路,單枝節(jié)匹配電路有兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),如圖8所示。第一種為負(fù)載與短截線并聯(lián)后,再與一段傳輸線串聯(lián);第二種為負(fù)載與傳輸線串聯(lián)后,再與一段短截線并聯(lián)。通過合理調(diào)節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)中短截線長度lS、短截線特性阻抗ZOS、傳輸線長度lL和傳輸線特性阻ZOL抗可以實(shí)現(xiàn)任意阻抗之間的匹配。本文選用第二種匹配電路,設(shè)計(jì)步驟為:(1)在Smith導(dǎo)納圓圖上畫出過負(fù)載阻抗A點(diǎn)的等反射系數(shù)圓。(2)找出其與單位電導(dǎo)圓的交點(diǎn)B。(3)匹配方案為先串聯(lián)微帶線再并聯(lián)開路短截線。圖9為斯密斯圖給出了具體的匹配過程,實(shí)現(xiàn)了較好的阻抗匹配。

圖8 微帶線單枝節(jié)匹配電路

圖9 zin=11.9-j5Ω阻抗匹配過程

2 整流電路的仿真結(jié)果及測量

當(dāng)ADS聯(lián)合仿真與原理圖仿真結(jié)果幾乎一致時,加工電路板。加工采用介質(zhì)基板為FR4,厚度為1.6 mm,覆銅厚度為70 μm,電路版尺寸大小為45 mm×65 mm。加工制作實(shí)物圖如圖10所示。

圖10 整流電路實(shí)物圖

實(shí)測方法:如圖11為測試整流效率框圖;微波源輸出功率測量采用AV2433功率計(jì)通過20 dB定向耦合器進(jìn)行實(shí)時監(jiān)測;輸出Vout用數(shù)字直流電壓表測量。

圖11 整流效率測試系統(tǒng)框圖

整流電路的整流效率為:

式中:Pout為輸出的直流功率;Pin為輸入的微波功率;Vout為輸出的直流電壓;RL為負(fù)載電阻。

圖12給出了在輸入功率為38 dBm,頻率為2.45 GHz,仿真和測試不同直流負(fù)載下整流效率和負(fù)載兩端直流電壓的變化?？梢钥闯?最佳直流負(fù)載為220 Ω。在負(fù)載小于220 Ω時,整流效率和負(fù)載兩端的直流電壓隨負(fù)載的變大也在變大;在220 Ω時達(dá)到最大后,隨負(fù)載繼續(xù)變大,整流效率減少,負(fù)載兩端的直流電壓卻繼續(xù)增大。

圖12 整流效率和直流電壓隨負(fù)載變化

圖13給出了在2.45 GHz、負(fù)載為220 Ω時,仿真和測試整流效率隨輸入功率的變化?？梢钥闯?實(shí)測在輸入功率32 dBm～40 dBm范圍內(nèi),整流效率大于60%;當(dāng)輸入功率為38 dBm時,得到了最大的整流效率70%。與普通的整流電路相比,提出的整流電路能夠在效率不下降的條件下提升功率容量。

圖13 整流效率隨輸入功率變化

圖14給出了在2.45 GHz、負(fù)載為220 Ω、輸入功率為38 dBm下,整流電路的實(shí)測和仿真結(jié)果的S11參數(shù)。可以看出:實(shí)測在基頻2.45 GHz時,S11為-20 dB。很好地說明了該整流電路實(shí)現(xiàn)了較好的阻抗匹配,防止了在微波功率傳輸中,因整流電路的不匹配產(chǎn)生駐波,損壞其他有源器件。

圖14 整流電路的S11曲線

從上面的分析結(jié)果可以看出實(shí)測結(jié)果比仿真結(jié)果略變差,引起的原因可能有:(1)實(shí)物制作的過程中二極管焊接位置不準(zhǔn)確引入寄生電容、寄生電感、電阻效應(yīng),使得二極管內(nèi)部參數(shù)和仿真有差別,從而引起結(jié)果變差或不準(zhǔn)確。在焊接SMA接頭時,焊錫連接到了匹配枝節(jié)上,加長了匹配枝節(jié)的長度,影響匹配結(jié)果,從而影響測試結(jié)果。(2)實(shí)測時儀器設(shè)備帶來的誤差。(3)電路加工帶來的誤差,加工精度達(dá)不到0.1 mm。

表2給出了最近幾年報(bào)道的2.45 GHz瓦級以上微波整流電路。通過對比微波整流電路的輸入功率、整流效率、尺寸大小,可以看出:本文設(shè)計(jì)的整流電路具有尺寸小、整流效率高、功率容量大的特性,因此具有更廣闊的應(yīng)用前景。

表2 最近報(bào)道的整流電路性能對比

3 結(jié)束語

通過ADS聯(lián)合仿真分析和設(shè)計(jì),提出了一種工作在2.45 GHz的緊湊型高效大功率整流電路。應(yīng)用4只HSMS_282P肖特基二極管橋?qū)崿F(xiàn)整流效率不下降的條件下將功率容量提升到38 dBm。應(yīng)用λg/8終端短路微帶線和扇形開路支節(jié)設(shè)計(jì)諧波抑制網(wǎng)絡(luò),該結(jié)構(gòu)的整流電路不僅可以提高整流效率,而且避免了輸入低通濾波器的設(shè)計(jì)。實(shí)測結(jié)果表示該整流電路具有小型化、整流效率高、功率容量大的特點(diǎn),更適合應(yīng)用于大功率、高電壓的供能。