基于boost效應(yīng)的XRAM電路研究

中圖分類號：TN782 文獻標(biāo)志碼：A

Research on XRAM circuit based on boost effect

JIANG Song1， CAI Mengmeng1，RAO Junfeng2 （1.SchooofechanicalEngineering，Universityofanghaiforcienceandechnologyhanghaio3，China;2.uzou Institute of Biomedical Engineering and Technology， Chinese Academy of Sciences，Suzhou 215l63，China）

Abstract： Inductive energy storage pulse power supply has a wide range of applications in the field of pulsed magnetic field， in which the XRAM circuit utilizing multi-stage inductors in series charging and parallel discharging is more expandable. An XRAM circuit using MOSFET switches and capacitor boost effect to increase the current magnitude was proposed. The structure was simple and easy for modular design. The circuit could generate high-current pulses and pulsed magnetic fields without a high-voltage DC source. Based on the topology， two two-stage XRAM circuits in paralll are constructed， which can generate 0～150A pulse current with frequency of 10～100Hz and pulse width of 0～2 ms on a 10μH inductive load， with only 24V DC supply voltage. It can generate a pulse magnetic field of up to 0.125T. ， which verifies the feasibility of the scheme. Circuit simulations verify the current boost effect of the capacitor， and compare the current boost effect with different charging times. A stronger pulsed magnetic field can be obtained by increasing the number of parallel branches.

Keywords： XRAM circuit; inductive energy storage; pulse current; pulse magnetic field

脈沖發(fā)生器能夠產(chǎn)生脈沖電場和脈沖磁場[1-2]，脈沖磁場技術(shù)在治療心血管疾病[3]、骨質(zhì)疏松癥[4]、慢性疾病[5-6等生物醫(yī)學(xué)領(lǐng)域[7-8]有著廣泛的應(yīng)用，傳統(tǒng)的脈沖磁場設(shè)備通常采用大容量電容進行儲能[，體積大且放電速度較慢。而電感儲能具有更高的儲能密度和更快的放電速度[10]。由于脈沖磁場主要與電流大小有關(guān)，電感儲能型脈沖電源對初級電源的電壓要求不高。當(dāng)前電感儲能型脈沖電源的典型拓撲模式主要有2種：XRAM模式和 meat grinder模式[11]，前者利用多級電感串聯(lián)充電和并聯(lián)放電實現(xiàn)電流倍增，后者利用磁通壓縮原理實現(xiàn)電流倍增

XRAM電路是通過切換開關(guān)將電感由串聯(lián)充電轉(zhuǎn)換為并聯(lián)放電，從而在負載上獲得急劇上升的脈沖電流，理論幅值為各電感電流之和[12-14]。這種拓撲可以通過調(diào)整電感的級數(shù)來改變輸出電流的大小，拓展性較強，方便構(gòu)建不同能級的電源。較高能級一般選用晶閘管，但必須用inversecurrent commutation opening switch（ICCOS）來確保晶閘管可靠關(guān)斷[15]。本文所需能級較低，因此選用MOSFET開關(guān)代替晶閘管，全控型器件可以通過驅(qū)動信號控制實現(xiàn)可靠關(guān)斷，結(jié)構(gòu)簡單[16-17]。實現(xiàn)脈沖磁場需要使用儲能能力強的大體積電感，為了減小實物體積，本文在電感與XRAM初級電源之間加入電容來升壓，預(yù)先提高電流，進而在電感量較小的情況下實現(xiàn)更大電流，產(chǎn)生更大的脈沖磁場。FPGA控制的MOSFET開關(guān)管在充電回路能夠通過調(diào)節(jié)儲能電感的充電時間來調(diào)節(jié)脈沖幅值，在放電回路能夠調(diào)節(jié)脈寬[18]

1 XRAM電路的拓撲及工作原理

1.1 XRAM電路的拓撲

圖1為本文提出的XRAM電路拓撲結(jié)構(gòu)，以兩級電路為例。每級電路包含一個電感、一個充電管和2個二極管。充電階段電感為串聯(lián)狀態(tài)，充電管Q1、Q2可以起到隔離作用。放電階段由放電開關(guān)管Q3控制開通關(guān)斷時間，二極管 D1～ D4控制電流方向，確保電感負載上的電流為儲能電感L1、L2的電流之和。初級電源附近的電容C參與儲能，能夠進一步提高電流。

1.2 XRAM電路的工作原理

本節(jié)首先介紹不包含儲能電容的電感串聯(lián)充電和并聯(lián)放電工作原理，然后介紹儲能電容對電流的提升作用。

a.充電階段。如圖2所示，開關(guān)管Q1、Q2導(dǎo)通，Q3關(guān)斷，初級電源對電感L1、L2進行充電，二極管D0起到隔離作用[19]。通過調(diào)整充電時間，可以控制儲能電感最終的電流值。

b.放電階段。充電完成，開關(guān)管Q1、Q2關(guān)斷，Q3導(dǎo)通，此時儲能電感L1、L2與初級電源之間沒有電流通過，由于電流不能突變，兩級儲能電感的電流同方向流經(jīng)電感負載，獲得脈沖電流，如圖3所示。通過調(diào)整放電管的放電時間，可以調(diào)整脈沖電流的寬度。

c.電容的作用。設(shè)定電源電壓為 U_in ，電容C上的電壓為 U_c ，一個周期內(nèi)開關(guān)管Q1、Q2導(dǎo)通時間為 T_on ，關(guān)斷時間為 T_off 。第一周期，開關(guān)管Q1、Q2導(dǎo)通，初級電源給電感L1、L2充電，如圖4（a）所示，此時電感L1、L2上的電壓均近似為 U_in/2 。開關(guān)管Q1、Q2關(guān)斷，初級電源和電感L2共同給電容C充電，如圖4（b）所示，電感

L2上的電壓可表示為 U_c-U_in 。假定電感L2的電流恒定不變，由電感L2 伏秒平衡可得[20].

這類似于boost電路，電容C上的電壓比初級電源更高。

第二周期，如圖4（c）所示，開關(guān)管Q1、Q2導(dǎo)通，初級電源給電感L1、L2充電，電容C能夠同時給電感L1充電，儲能電感可以得到比第一周期更高的電流。

理想情況下，電容C儲存的能量能夠全部轉(zhuǎn)移到電感L1上，設(shè)定增加的電流為 I₀ ，則有：

式中： C 為儲能電容的容值； L 為電感L1的電感值。可得， ，這部分電流可在開關(guān)管

Q1、Q2關(guān)斷后轉(zhuǎn)移到負載。加入儲能電容C，相當(dāng)于初級電源在開關(guān)管Q1、Q2關(guān)斷階段也提供能量，提高了能量利用率。

d.最大負載電流理論值。理想狀態(tài)下，儲能電感的最大充電電流由充電電壓和電感內(nèi)阻決定，設(shè)定儲能電感內(nèi)阻為 R_L ，則有：

負載電流為兩級儲能電感電流之和，因為L1的電流還要加上電容C提供的，則有：

2 仿真結(jié)果與分析

為了驗證XRAM電路的工作原理，采用PSpice仿真了兩級XRAM電路。為了降低成本，初級電源從常見的大功率直流電源中選擇。電壓有 12V，24V，36V 等，輸出功率為 1500W 。電源電壓越大，儲能電感的電流值越大，但不能超過電源的最大電流。選擇初級電源電壓為較大的24V ，輸出功率 1500W ，則最大輸出電流為 62.5A 兩級電路升流后滿足負載電流超過100A的要求。負載實際上為換能線圈，仿真中設(shè)定為 10μH 的負載電感。通常，XRAM電路的儲能電感要達到mH級別，考慮到電感的體積隨電感量的增加而增大，選擇單個儲能電感為 500μH 。儲能電感的大小影響電路的時間常數(shù)：電感越大，時間常數(shù)越大，充電速度越慢；電感越小，時間常數(shù)越小，放電開始之前電流已經(jīng)迅速下降。從這一角度考慮， 500μH 電感也是合適的選擇。電容要儲能能力強，但容值過大會使得充電結(jié)束后電容仍未充滿電。綜合考慮實驗室現(xiàn)有條件，選擇儲能電容為 800nF 。具體電路參數(shù)如表1所示，仿真電路如圖5所示。

表1電路參數(shù)

首先，找到合適的充電時間。圖6為不加入電容時儲能電感的電流，在 10ms 的范圍內(nèi)，儲能電感能夠完成充電，且在 8ms 左右即可達到最大電流 40A 。本次仿真選擇充電時間為 2ms ，充電電流為 27.5A 。

其次，在第二周期穩(wěn)定時驗證了儲能電容的升流作用。如圖7所示，加入電容后，負載電流最高達到 58.5A ，比不加電容時的52.8A提高了5.7A ，提升 10.8% 。沒有電容情況下的負載電流比55A的理論值偏低，這是由于有管壓降以及雜散電阻等的存在。前文已經(jīng)計算了負載電流增加的理論值，即 Vz，假定L2電流恒定時，這一值為 V，代入充電2ms時的參數(shù)，計算結(jié)果為 1.08A 。但實際上，電感L2上的電流一直在變化，仿真中測得的電容電壓為 350V ，代入電流公式，結(jié)果為 14A 。仿真得到的負載電流增加值為 5.7A ，在二者之間。

圖8為放電管開通時間不同時，負載上的電流波形。負載電流脈寬的可調(diào)范圍為 0～2ms ，電流峰值可達 58.5A 。電流的下降速度與電路中等效電感和等效電阻的比值有關(guān)。圖9為負載電流與儲能電感電流的對比，證明了負載電流為儲能電感上的電流之和。由于儲能電容的加入，會與儲能電感形成LC振蕩。

圖10為放電時間 0.5ms 不變，充電時間為2、4、6、8ms時，儲能電容的升流效果對比圖。由圖10可知，充電時間越短，相對的升流效果越好。經(jīng)過計算，升流百分比依次為 10.8% 、 3.7% 、2.1% 、 1.1% 。這是由于充電時間越短，每周期的開關(guān)管斷開時間，即電容充電的時間越長，在C-L1回路中被電感電阻及雜散電阻消耗的能量可以及時補足。且因為充電時間短，電容給儲能電感充電完成之后很快轉(zhuǎn)移到負載電感，這一過程中的能量消耗也較少。

3 實驗結(jié)果與分析

實驗中，將采用2個兩級XRAM電路并聯(lián)為電感負載提供電流，這種方式可以降低干擾，且兩級的電容都能夠起到升流作用。開關(guān)管型號為C2M0080120D，開關(guān)管的漏極和源極之間并聯(lián)了剩余電流保護器（residualcurrent protectivedevice，RCD）防止過電壓。FPGA提供開關(guān)管的驅(qū)動信號，分別控制充電管與放電管，且所有充電管同步開關(guān)，放電管也同步開關(guān)。由于MOSFET的開通需要 20ns 左右，放電管提前開通 30ns ，在充電管關(guān)斷之后，儲能電感的電流立刻沿放電回路向負載電感放電，避免在電路內(nèi)阻上消耗過多能量。初級電源采用 24V 低壓大電流的開關(guān)電源。電感與電容的參數(shù)與仿真相同，儲能電感為環(huán)形螺旋式的 500μH 電感，儲能電容為 800nF 的薄膜電容。負載電感為繞制的 10μH 電感，詳細情況稍后說明。使用美國Pearson公司的411電流探頭對負載電流進行測量，在PyCharm平臺利用Python語言對數(shù)據(jù)進行預(yù)處理，過濾異常及反復(fù)波動的數(shù)據(jù)，得到相對平滑的波形。

如圖11所示，當(dāng)每周期時間為 10ms ，充電時間為 2ms 時，負載電流最大可達 113A 。XRAM電路的負載電流為儲能電流與級數(shù)的乘積，因此，實驗中的四級電路，負載電流理論上為仿真中兩級電路的2倍。仿真中這一值為 58.5A ，2倍則為117A，仿真值與實驗值的誤差為 3.54% ○圖11（a）為單個脈沖波形；圖11（b）為 100Hz 重頻模式下的波形，輸出電流穩(wěn)定。圖12為不同頻率下的負載電流波形，可以看出，改變頻率不影響電流幅值。

如圖13所示，XRAM電路可以通過改變充放電時間來調(diào)節(jié)電流幅值和脈寬。圖13（a）為充電時間不同時的負載電流，充電時間可以影響儲能電感上最終充到的電流值，進而影響負載電流。充電時間為 8ms 時，該XRAM電路能夠產(chǎn)生的最大負載電流為150A左右。仿真中這一值為 77.5A ，2倍則為 155A ，仿真值與實驗值的誤差為 3.33% ○圖13（b）為放電時間不同時的負載電流，脈寬最大為 2ms 。

圖14為延遲開通放電管3ms時的負載電流和儲能電感電流波形。儲能電感上的電流在放電管開通之前，會通過電感內(nèi)阻及雜散電阻消耗掉，因此會使負載電流降低，這也是負載電流的實驗值低于理論值的原因。此外，充電管不同步關(guān)斷會導(dǎo)致放電回路的改變，影響負載電流。因此，采用同步性很好的光耦隔離驅(qū)動十分合適。

仿真中，不同充電時間的升流效果不同，充電時間越短，升流效果越好，如圖10所示。仿真計算得到了充電時間為 2ms 情況下的升流比，因此，實驗中驗證升流效果同樣選擇充電時間 2ms 的情況。圖15為充電時間為 2ms 時，是否加入儲能電容的比較，加入儲能電容后電流為 113A ，相比原始的 102.2A 提高了 10.8A ，提升 10.6% ，這與仿真中的 10.8% 相近。

大型XRAM裝置通常采用 1500～1800V 的初級電源，20級電路能夠產(chǎn)生 50～1000kA 的電流[21]，即每一級的電流電壓比在 1.3～33 。本文電源電壓為 24V ，四級電路的最大負載電流為 150A 經(jīng)過計算，本文XRAM電路每一級的電流電壓比最大為1.56，符合要求。

銅導(dǎo)線的安全載流量為 5～8A/mm² ，為了保證銅線不被燒毀，負載電感選用內(nèi)徑 7mm 的銅導(dǎo)線，最大工作電流為 192.4～307.9A^[22] ，適用于本文中的XRAM電路。繞制后線圈內(nèi)徑為 30mm ，高度為 140mm ，匝數(shù)為20匝，電感值經(jīng)過測量為10μH 左右。根據(jù)畢奧-薩伐爾定律計算磁場 B 為

示中： μ₀ 為真空磁導(dǎo)率； n 為匝數(shù)；Idi為電流元； r 為矢徑； e_r 為單位矢量。經(jīng)計算，電流為150A時，線圈中心處的磁場為 0.125T 。常用脈沖磁場裝置的磁感應(yīng)強度范圍在 0.1～2.5T^[23] ，本文的XRAM電路能夠滿足需求。電磁發(fā)射、脈沖激光等領(lǐng)域需要更大的脈沖磁場，本文電路便于模塊化，增加模塊即可提升幅值，但電磁干擾及串并聯(lián)設(shè)計等需要進一步的深入研究。此外，針灸等領(lǐng)域需要低頻可變換的脈沖電流，也可進一步開展這方面的探索。

4結(jié)論

本文提出了一種boost效應(yīng)輔助升流的XRAM電路，無需高壓直流源即可產(chǎn)生大電流脈沖，且便于模塊化設(shè)計。只需 24V 直流供電的四級XRAM電路，即可在電感負載上得到最大 150A 的電流，其頻率 10～100Hz 可調(diào)、脈寬 0～2ms 可調(diào)，每級電壓電流比最大達1.56，進而產(chǎn)生最大 0.125T 的脈沖磁場。通過FPGA驅(qū)動開關(guān)管，電路結(jié)構(gòu)簡單、便于調(diào)節(jié)，通過調(diào)整充放電時間可以改變電流幅值和脈寬，進而調(diào)節(jié)脈沖磁場強度，為脈沖磁場技術(shù)在生物醫(yī)學(xué)領(lǐng)域的應(yīng)用提供可靠的脈沖電流源方案。

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（編輯：董偉）