開關(guān)穩(wěn)壓電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)

劉 杰，劉 培，王 琦，徐躍超

(1.三峽大學(xué)電氣與新能源學(xué)院，湖北宜昌443002;2.華南理工大學(xué)電力學(xué)院 ，廣東廣州510640)

0 引言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，電源裝置大量出現(xiàn)在生產(chǎn)生活的各個(gè)領(lǐng)域，其電壓電流的穩(wěn)定性、電壓調(diào)整率、負(fù)荷調(diào)整率、變換器的效率等因素將直接影響到用電及通信設(shè)備的正常運(yùn)行，嚴(yán)重時(shí)還將影響到設(shè)備的安全性。因此，如何改善上述各項(xiàng)指標(biāo)，成為電源裝置設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮的重要因素。本文介紹一種行之有效的開關(guān)穩(wěn)壓電源的系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案。

1 方案論證

1.1 DC-DC變換器方案選取

隔離變壓器輸出工頻電壓有效值為18±3 V，經(jīng)橋式整流濾波后輸出直流電壓約為18～26 V。要求開關(guān)電源的輸出電壓范圍在30～36 V之間穩(wěn)定可調(diào)，單端反激式和Boost直接變換式都可以滿足要求。但是，考慮到單端反激式開關(guān)電源結(jié)構(gòu)中的脈沖變壓器在短時(shí)間內(nèi)難以制作調(diào)整好，并且其制作工藝和選材對(duì)系統(tǒng)的效率影響很大，因此本設(shè)計(jì)制作選用Boost電路作為功率變換器主電路，如圖1所示。

圖1 功率變換器主電路

1.2 控制方案選取

可用于Boost變換器的控制方案較多，典型的有采用單片機(jī)直接控制或者用模擬控制電路控制等。Boost變換器是一個(gè)具有低阻尼的二階系統(tǒng)，采用單片機(jī)的電壓?jiǎn)苇h(huán)控制的結(jié)構(gòu)由于系統(tǒng)的不穩(wěn)定性和數(shù)字算法的延遲，使得控制環(huán)的低頻增益不能太大，影響輸出電壓的控制精度;用運(yùn)算放大器等構(gòu)成模擬控制電路，可以采用電壓電流雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)，有效地克服變換器的低阻尼特性并使輸出電壓的控制精度提高，但包括PWM調(diào)制器、脈沖放大驅(qū)動(dòng)電路等在內(nèi)的模擬控制電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、可靠性不高。

鑒于單端反激式開關(guān)電源與Boost變換器具有相同的工作原理，其專用集成控制芯片UC3842可以移植到Boost變換器的控制上來(lái)，所以本設(shè)計(jì)制作的控制部分采用集成控制芯片UC3842，以簡(jiǎn)化控制電路設(shè)計(jì)并提高系統(tǒng)的可靠性，UC3842控制電路圖如圖2所示。

圖2 主電路及UC3842控制電路圖

以UC3842為基礎(chǔ)構(gòu)成的電壓電流雙環(huán)控制的Boost變換器當(dāng)脈沖占空比大于0.5時(shí)，存在不穩(wěn)定現(xiàn)象。為使系統(tǒng)穩(wěn)定，要么降低控制環(huán)的低頻增益，要么采取斜坡補(bǔ)償?shù)霓k法，前者使輸出電壓的控制精度降低，后者實(shí)現(xiàn)上要求比較嚴(yán)格。鑒于系統(tǒng)已設(shè)置單片機(jī)以滿足監(jiān)測(cè)顯示功能的要求，可以利用單片機(jī)對(duì)Boost變換器控制系統(tǒng)進(jìn)行校正，在系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下可以使輸出電壓的控制精度大幅提高，而技術(shù)實(shí)現(xiàn)上切實(shí)可行，方案如圖3所示。

圖3 控制方案

1.3 提高效率的方法及實(shí)現(xiàn)方案

影響系統(tǒng)效率的主要因素有:a.功率變換器開關(guān)器件的開關(guān)損耗;b.感性元件的鐵損和銅損;c.控制電路的損耗等。其中，開關(guān)器件的開關(guān)損耗是影響系統(tǒng)效率的最主要方面，因此，除主電路結(jié)構(gòu)盡量簡(jiǎn)化外，選用開通、關(guān)斷比較迅速、通態(tài)電阻小的功率MOS管作為主開關(guān)器件，Boost二極管也選用超快恢復(fù)二極管。感性元件主要是Boost電感，選取鐵損比較小的鐵氧體為磁芯，盡量選用截面比較粗的漆包線以降低損耗。控制電路的工作電源采取兩種方式來(lái)降低損耗:主控制芯片UC3842直接用主電路的整流濾波電路供電，單片機(jī)和少量外圍電路用自制的開關(guān)電源供電。

2 電路設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算

2.1 主電路器件的選擇和參數(shù)計(jì)算

2.1.1 電感量計(jì)算

主電路的主要參數(shù)為:整流濾波后的直流輸入電壓18～26 V，輸出電壓在30～36 V范圍內(nèi)可調(diào)，最大輸出電流2 A，開關(guān)頻率取10 kHz，Boost電路工作在電流連續(xù)工作模式(CCM)。

忽略電路的損耗，根據(jù)Boost電路輸出電壓表達(dá)式，可得PWM占空比:

最大占空比Dmax發(fā)生在輸入直流電壓最低(18 V)而輸出直流電壓最高(36 V)的時(shí)候，最小占空比Dmin發(fā)生在輸入直流電壓最高(26 V)而輸出直流電壓最低(30 V)的時(shí)候，根據(jù)式(1)計(jì)算 Dmax為 0.5、Dmin為 0.13。

取電感器電流的變化量為半載時(shí)輸入電流的30%，即

最壞的情況為占空比最小的時(shí)候，根據(jù)電流臨界連續(xù)條件求得電感值為

實(shí)際取值500 μH。

2.1.2 主開關(guān)管選取

主開關(guān)管承受的最大漏源電壓為最大輸出電壓36 V，考慮到過(guò)載條件，開關(guān)管最大實(shí)際漏源電流為

考慮到實(shí)際電壓電流尖峰和沖擊，電壓電流耐量分別取2.5和2倍裕量，即應(yīng)選取耐壓高于90 V，最大電流12 A。實(shí)際選用IRF3710型MOS管，最大漏源電壓100 V，最大漏極電流57 A，通態(tài)電阻25 mΩ，最高開關(guān)頻率超過(guò)1 MHz。

2.1.3 快恢復(fù)二極管選取

二極管選取依據(jù)是通態(tài)平均電流

式中，η為波形系數(shù);IF(AV)是實(shí)際通態(tài)平均電流。考慮到實(shí)際系統(tǒng)控制時(shí)占空比的變動(dòng)性，依據(jù)最大峰值電流(5.75 A)選取 FR607。

2.1.4 輸出濾波電容選取

設(shè)計(jì)輸出電壓的紋波小于200 mV，考慮到負(fù)載電流可能達(dá)到3 A，濾波電容Cf計(jì)算如下:

實(shí)際選用1 000 μF/50 V的電解電容。

2.2 控制電路設(shè)計(jì)與分析

Boost變換器控制電路如圖(2)所示，輸出電壓經(jīng)取樣電阻R1、R2反饋到UC3842的電壓誤差放大器的反相輸入端，與其內(nèi)部基準(zhǔn)電壓 Uref比較之后得到誤差電壓Ue，經(jīng)過(guò)電壓調(diào)節(jié)器，送入U(xiǎn)C3842的電流比較器，與主開關(guān)源極上的取樣電阻Rs上取得的電流信號(hào)進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM輸出。電壓調(diào)節(jié)器為PI調(diào)節(jié)器(在該芯片1腳和2腳之間并積分電容和比例電阻)。

2.2.1 開關(guān)頻率的設(shè)計(jì)

開關(guān)頻率由UC3842第4腳鋸齒波發(fā)生器的定時(shí)電容、電阻確定其計(jì)算公式為

根據(jù)UNITROD公司關(guān)于UC3842的特性圖表，考慮到實(shí)際運(yùn)行時(shí)脈寬占空比可能大于0.5，選取Rt=16 kΩ，Ct=9.4 nF，對(duì)應(yīng)的開關(guān)頻率為11 kHz。

2.2.2 電壓反饋取樣電阻

最高輸出電壓為36 V，電壓調(diào)節(jié)器的參考電壓為2.5 V，反饋網(wǎng)絡(luò)按無(wú)穩(wěn)態(tài)誤差原則設(shè)計(jì)，即:

取 R1=35 kΩ，計(jì)算得 R2=8.5 kΩ。

2.2.3 電壓調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)

電壓誤差放大器為比例積分放大器，Kp=10，Ki=1/3000。

2.2.4 電流取樣電阻Rs

系統(tǒng)能正常工作的必要條件是送入U(xiǎn)C3842的電流取樣端(3腳)的信號(hào)小于1 V，且能達(dá)到電壓調(diào)節(jié)器送到電流比較器輸入端信號(hào)的大小。設(shè)開關(guān)管的電流峰值時(shí)的信號(hào)大小為500 mV，則

實(shí)際系統(tǒng)用3個(gè)0.33 Ω電阻并聯(lián)。

2.3 保護(hù)電路設(shè)計(jì)與計(jì)算

由于主電路采用Boost電路，單純的封鎖開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)并不能滿足在線過(guò)流保護(hù)的要求。為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)自恢復(fù)，在Boost輸出和負(fù)載之間增加Buck電路。Buck電路的開關(guān)管由單片機(jī)直接控制，采用電流霍爾作為電流傳感器，單片機(jī)通過(guò)AD(MAX197)實(shí)時(shí)取樣輸出電流信號(hào)。當(dāng)系統(tǒng)正常工作時(shí)，Buck開關(guān)管直通;一旦出現(xiàn)過(guò)流故障，單片機(jī)檢測(cè)到故障信號(hào)后，可以兩種方式實(shí)行保護(hù)，一種是限流輸出保護(hù)方式，另一種是封鎖輸出保護(hù)方式。在限流輸出保護(hù)方式下，單片機(jī)發(fā)出PWM信號(hào)，控制Buck開關(guān)管，降低輸出電壓，從而達(dá)到限制輸出電流的目的，同時(shí)在液晶上顯示故障。過(guò)流故障解除后，在輸出封鎖保護(hù)方式下，單片機(jī)發(fā)出Buck開關(guān)管的封鎖信號(hào)，切斷輸出電流。之后單片機(jī)每隔0.5 s發(fā)出封鎖解除信號(hào)，若過(guò)流故障排除，單片機(jī)停止發(fā)出封鎖信號(hào)，系統(tǒng)恢復(fù)到正常狀態(tài)。

加入Buck電路后系統(tǒng)成本有所增加，但Buck電感和電容正好構(gòu)成了二級(jí)輸出濾波器，以進(jìn)一步降低紋波。由于正常運(yùn)行時(shí)，Buck開關(guān)管處于直通狀態(tài)，對(duì)效率影響甚微。

2.4 人機(jī)接口設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)中的人機(jī)接口包括鍵盤和液晶顯示器。考慮到要求輸出電壓進(jìn)行鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整，需要大量按鍵(如0～9數(shù)字鍵，+、－鍵，取消、確認(rèn)鍵等)，PS2鍵盤的小鍵盤區(qū)剛好滿足此要求，又PS2鍵盤通過(guò)PS2協(xié)議與單片機(jī)進(jìn)行串行通信，接口簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)，因此采用PS2鍵盤作為系統(tǒng)輸入設(shè)備。設(shè)計(jì)指標(biāo)又要求能顯示輸出電壓、電流的測(cè)量值等系統(tǒng)信息，為了更好地美化顯示界面，采用控制器為RA8803的240×128帶國(guó)標(biāo)字庫(kù)液晶顯示器。液晶顯示器通過(guò)并行數(shù)據(jù)總線與單片機(jī)進(jìn)行通信。

2.5 輔助電源設(shè)計(jì)

另外制作了小型的開關(guān)電源電路，用作系統(tǒng)控制部分的工作電源。此小型開關(guān)電源的直流輸入連接到主電路整流濾波輸出之后，主電路接上交流輸入電以后，開關(guān)電源開始工作，向控制電路提供工作電源。輔助電源設(shè)計(jì)為+5 V/100 mA、±12 V/100 mA。

2.6 效率分析及計(jì)算

2.6.1 控制電路功耗

經(jīng)實(shí)際測(cè)試控制電路各個(gè)部分的功耗如表1所示。

表1 控制電路主要器件正常工作時(shí)功耗

2.6.2 Boost主開關(guān)管功耗

主開關(guān)管功耗由兩部分構(gòu)成:開關(guān)損耗和通態(tài)損耗。開關(guān)損耗估算為:

式中，UDS為開關(guān)管阻斷電壓的峰值;IDS為開關(guān)管電流的峰值;tr為開關(guān)管上升時(shí)間;trd為開通延遲時(shí)間;tf為開關(guān)管下降時(shí)間;tfd為關(guān)斷延遲時(shí)間;fs為開關(guān)頻率。查閱IRF3710手冊(cè)相關(guān)數(shù)據(jù)和以上相關(guān)計(jì)算數(shù)據(jù)求得Pds=0.08 W。可見降低開關(guān)頻率能明顯降低開關(guān)損耗。

通態(tài)損耗為:

式中，ID為通態(tài)平均電流;Ron為通態(tài)電阻;D為平均占空比。經(jīng)粗略計(jì)算得出Pdon=0.09 W。

Boost二極管的損耗由兩部分構(gòu)成:反向恢復(fù)損耗和通態(tài)損耗。反向恢復(fù)損耗估算為:

式中，UDR為二極管反向電壓峰值電壓的峰值;IDR為二極管反相恢復(fù)電流峰值;tr為反向恢復(fù)時(shí)間;fs為開關(guān)頻率;UFD為正向?qū)▔航?IF為正向?qū)ㄆ骄娏鳌Ｓ?jì)算出Pdd=1.14 W。

2.6.3 系統(tǒng)總效率

3 軟件流程圖

開關(guān)穩(wěn)壓電源系統(tǒng)軟件流程如圖4。

圖4 軟件流程圖

4 系統(tǒng)測(cè)試

4.1 測(cè)試儀器

系統(tǒng)測(cè)試所需測(cè)試儀器如下:

4.2 測(cè)試方案及數(shù)據(jù)

4.2.1 輸出電壓Uo可調(diào)測(cè)試

輸出電壓可調(diào)測(cè)試方案:負(fù)載采用20 Ω電阻值，用UT88B數(shù)字萬(wàn)用表監(jiān)測(cè)負(fù)載電壓。通過(guò)鍵盤輸入設(shè)定電壓，具體數(shù)據(jù)記錄在表2設(shè)定電壓欄。按確認(rèn)鍵后讀出數(shù)字萬(wàn)用表顯示的電壓，具體數(shù)據(jù)記錄在表2中實(shí)際電壓欄。

表2 輸出電壓可調(diào)測(cè)試數(shù)據(jù)

4.2.2 電壓調(diào)整率測(cè)試

電壓調(diào)整率測(cè)試方案:負(fù)載為可調(diào)阻性負(fù)載，用UT88B萬(wàn)用表分別監(jiān)測(cè)隔離變壓器輸出電壓(U2)和負(fù)載電壓(Uo)。調(diào)自耦變壓器，使U2分別為15 V和21 V，同時(shí)調(diào)滑動(dòng)變阻器，使負(fù)載電流維持在2 A，分別記錄兩次負(fù)載電壓

根據(jù)題目所給出的相關(guān)公式可計(jì)算出電壓調(diào)整率:

4.2.3 負(fù)載調(diào)整率測(cè)試

負(fù)載調(diào)整率測(cè)試方案:分別用UT88B萬(wàn)用表監(jiān)測(cè)隔離變壓器輸出電壓(U2)、負(fù)載電壓和負(fù)載電流，調(diào)滑動(dòng)變阻器使輸出電流分別為0 A和2 A，調(diào)隔離變壓器使U2維持在18 V，同時(shí)記錄對(duì)應(yīng)的負(fù)載電壓

根據(jù)相關(guān)公式可計(jì)算出電壓調(diào)整率:

4.2.4 DC-DC 變換器效率測(cè)試

DC-DC變換器效率測(cè)試方案:調(diào)節(jié)自耦變壓器使隔離變壓器輸出電壓(U2)為18 V，調(diào)整變換器使輸出電壓(Uo)為36 V，調(diào)節(jié)負(fù)載使輸出電流為2 A，用UT88B萬(wàn)用表檢測(cè)并記錄此時(shí)DC-DC變換器輸入輸出電壓，輸入輸出電流

計(jì)算出變換器效率

4.2.5 輸出紋波電壓測(cè)試

輸出紋波電壓測(cè)試方案:調(diào)節(jié)自耦變壓器、變換器輸出電壓、負(fù)載使U2為18 V，Uo為36 V，輸出電流為2 A。使用TEK 1002B數(shù)字存儲(chǔ)示波器在AC耦合、時(shí)基25 ms/div測(cè)量輸出電壓紋波Uopp，其示波器輸出紋波電壓圖如圖5所示。

4.2.6 過(guò)流保護(hù)動(dòng)作電流測(cè)試

本系統(tǒng)可以有兩種過(guò)流保護(hù)模式，模式一:限流保護(hù);模式二:封鎖保護(hù)。兩種保護(hù)均可通過(guò)鍵盤設(shè)定保護(hù)電流的閾值，并自恢復(fù)。限流保護(hù)測(cè)試方案:

UT88B監(jiān)視負(fù)載電流，負(fù)載為滑動(dòng)變阻器，分別設(shè)定保護(hù)電流為2 A、2.5 A、3 A。調(diào)整滑動(dòng)變阻器分別記錄最大輸出電流(即為保護(hù)電流)。然后減小電流到閾值以下，測(cè)試值能否降低到保護(hù)電流以下。封鎖保護(hù)測(cè)試方案:UT88B監(jiān)視負(fù)載電流，負(fù)載為滑動(dòng)變阻器，分別設(shè)定保護(hù)電流為2 A、2.5 A、3 A。調(diào)整滑動(dòng)變阻器，使負(fù)載電流慢慢接近設(shè)定電流值。記錄負(fù)載電流是否被封鎖到0，測(cè)試結(jié)果見表3。

圖5 輸出紋波電壓圖

表3 過(guò)流保護(hù)模式測(cè)試結(jié)果

由表3可知，最大輸出電流為設(shè)定電流值，能自恢復(fù)。說(shuō)明本系統(tǒng)過(guò)流保護(hù)作用明顯，并可自恢復(fù)到正常狀態(tài)。

5 結(jié)語(yǔ)

綜合分析各項(xiàng)指標(biāo)的測(cè)試結(jié)果，本系統(tǒng)各項(xiàng)指標(biāo)均達(dá)到或超過(guò)設(shè)計(jì)指標(biāo)。系統(tǒng)實(shí)際效率應(yīng)略低于理論計(jì)算值，主要是因?yàn)橛?jì)算中沒(méi)有涉及boost電感等損耗，進(jìn)一步提高效率的措施是采用同步整流取代二極管整流等措施，本系統(tǒng)是一種較為理想的設(shè)計(jì)方案。

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