一種并聯逆變電源的控制技術

宋義超 高嵬

（1.海軍駐武漢438廠軍代室, 武漢 430064；2. 海軍工程大學, 武漢 430033）

0 引言

逆變電源的并聯策略有很多,有主從結構[1],用電壓型逆變器作為主模塊控制系統電壓,電流型逆變器提供負載電流。有對等式,并聯的各個逆變器結構功能相同,相互間有信號的傳遞,但不存在隸屬關系。還有基于有功無功調節的無連線并聯方式[2]。隨著控制技術的發展，高速數字處理芯片DSP的出現，實現高質量的交流輸出已經不成問題；但是如何實現逆變器的冗余設計依然是困擾開發者的主要問題，目前市場上流行的逆變器的并聯技術是采用系統監控器統一產生SPWM信號進行同步和負載均分的，這種逆變器的技術缺點是：單逆變器不能工作，必須配和系統的監控器才能工作，因此小系統的性能價格比不高；系統的可靠性取決于系統監控器的可靠性，監控器一旦損壞，整個系統將癱瘓；交流輸出不能短路，短路將會造成逆變器燒毀的危險。

1 無主可并聯逆變控制方式

逆變器可采用的控制方法種類繁多，每一種控制方法都有其優缺點。同時采用不同的控制方法形成復合控制，可以實現取長補短、優勢互濟的目的，因此，復合控制是逆變器控制方法的一個發展趨勢。隨著控制理論和數字處理芯片的迅速發展，使各種先進控制方法的實現成為可能，逆變器的數字化控制方法成了今后交流電源領域中的一個研究熱點和發展趨勢。本方案采用各種控制方法相結合的復合控制，自同步和外同步結合的全新原理設計，其優點是可靠性高；可單機使用也可組屏，配置方便；采用電子開關外掛方式，方便組成UPS、EPS等其它形式的逆變電源；系統監控有三個可以錯相120度的同步信號，方便組合成三相逆變電源系統；并且三相單獨調節，每相可帶100%不平衡負載。

2 硬件設計部分

可并聯逆變模塊硬件電路由功率處理主電路、控制驅動電路、保護電路組成，系統原理框圖如圖1，DC/DC變換電路為BOOST電路，采用高頻環進行逆變，因而無須采用工頻變壓器，使體積減小，其作用是利用 DC-DC全橋高頻隔離升壓將直流220V電壓變換成PWM整流逆變電路所需要的電壓，供后級的全橋逆變使用，其控制系統結果如圖2所示。輸出給定電流Ug與實際的輸出電壓Uk相比較后，其誤差信號經PI調節器后與鋸齒波比較形成PWM信號，該信號再經驅動電路去控制 BOOST電路中的開關器件IGBT,便可使實際的輸出電壓跟蹤給定電壓。本系統采用PWM控制器SG3524獲得PWM控制信號[3]。

圖2 DC/DC變換電路控制結構簡圖

逆變器的功率處理采用全橋電路，經過SPWM調制以后，輸出經過濾波電感和電容濾波以后，直接和其它逆變器的輸出進行并聯，當要求和電網進行快速切換的時候，系統主監控指揮電子切換箱的開關動作，實現與電網的旁路切換。控制電路28335完成SPWM波形的產生、鎖相、控制、均流以及同步信號捕捉、數據采樣等功能。使用其內部的模/數轉換模塊對輸出電壓反饋信號進行采樣，通過數字PI控制器完成電壓有效值外環控制，保證輸出電壓有效值穩態無差。PI控制器的輸出乘以標準給定信號，經數/模轉換后作為控制電路模擬部分的參考輸入信號。主從設置法和平均電流法都無法實現冗余技術，使并聯電源模塊系統的可靠性得不到很好的保證；而采用自主均流芯片UC3902依據特有的性能，如：“均流精度高，動態響應好，可以實現冗余技術等”,自主均流法實質上是在N個并聯的模塊中，輸出電流最大的模塊將自動成為主模塊，其余的模塊則成為從模塊，各個從模塊的電壓誤差依次被整定，以調節負載電流分配的不均衡。由于N個并聯的模塊中，事先沒有人為設定哪個模塊為主模塊，而是按輸出電流的大小隨機排序，輸出電流大的模塊自動成為主模塊。本控制系統采用此芯片可以直接得到均流誤差信號，簡化了控制系統復雜的電流計算，提高了系統可靠性。

3 軟件設計部分

控制部分主程序主要完成開機檢測、均流計算、同步捕捉、計算調制度，輸出SPWM波、限流保護策略。

3.1 均流計算

從理論上講 DC/AC逆變模塊的并聯條件是：各模塊輸出電壓的頻率、相位和幅值以及內阻完全相同，才能實現并聯運行，并聯模塊輸出的電流、功率完全均衡。實際系統中，由于各模塊硬件的分散性是不可避免的，各模塊的基準正弦信號的頻率和幅值也會有微小差異；以上差異都會導致各模塊輸出電壓的相位和幅值不等；相位差會引起模塊之間產生有功環流，幅值差會引起模塊間產生無功環流。由無功功率公式

可知（其中N為系統中并聯模塊總數，n表示第n個模塊，cosφ為功率因數，是均流差值），減少即可減少無功環流。無功功率電流調節可采用功率偏差控制策略，逆變器通過模塊檢測出本模塊的均流偏差值，來調節本模塊輸出的電壓值，使各個并聯逆變器模塊輸出的無功功率相等，達到均流的目的。為了使得每個并聯逆變器的電流達到均等地目的，在每個并聯逆變器的控制環上除了電壓控制環之外還加了一個均流環。控制框圖如下圖3所示。在均流控制中，均流差值信號由均流芯片uc3902給出，均流環采用不完全微分PID控制，以減小由于單個模塊數據錯誤而對整個系統的沖擊。為保證實際均流的可行性和調整范圍，采用模糊控制的思想，限定均流實際輸出的電壓在一定范圍之內（即調整后的實際輸出電壓在標準電壓內），這樣可以保證均流的可靠性。同時單步調整的幅度不能過大，一般在1V以內，否則會引起較大的環流波動。

圖3 系統閉環控制

3.2 同步控制策略

逆變電源系統中，為抑制模塊間環流的影響，必須保證各逆變模塊輸出電壓的相位、幅值及頻率的一致性，這是實現并機控制的前提。本系統可并聯逆變器采用自同步和外同步結合的全新原理設計如圖 4，在有外部同步信號的時候，逆變器輸出可以跟蹤電網同步或監控器給定的同步；在同步控制單元檢測一段時間如果沒有外同步信號，同步信號線自動切換到自激電路，保證監控單元出現故障也能夠正常工作。這種同步控制方式即使有某個模塊因為故障損壞不能輸出同步信號，也不影響并聯運行，從而實現了內同步和外同步相結合的同步機制，這是本系統一大特點。逆變器用 2407A 的捕獲單元，通過捕獲同步脈沖，在中斷程序中完成與市電相位、頻率的同步。

3.3 SPWM控制策略：

在實際設計過程中，采用事件管理器(假設EV2)中的1個全比較單元、通用定時器3、死區發生單元以及輸出邏輯來生成單相四路 SPWM波，經 4個復用的I/O引腳輸出。TMS320LF2407A的定時器有4種工作方式，采用連續增/減計數方式工作時，將產生對稱的SPWM波輸出。在這種計數方式下，計數器的值由初值開始向上增計數，當到達T3PR值時，開始遞減計數，直至計數器的值為零時(進入中斷服務程序)又重新向上增計數，如此循環往復。在計數器計數的過程中，計數器的值都與比較寄存器CMPRx (x=4，5)的值作比較，當計數器的值與其相對應的比較寄存器的值相等發生匹配，則對應的該相方波輸出發生電平翻轉。在每個載波周期內，輸出的方波將發生兩次電平翻轉。只要在每個三角波載波周期根據在線計算改寫比較寄存器CMPRx的值，就可實時地改變脈沖的占空比，得到完整周期的SPWM脈沖。對每個脈沖相對于載波周期的占空比的計算是在定時器的中斷服務子程序中完成的。

3.4 限流保護策略

限流保護采用硬件和DSP軟件雙重保護，DSP軟件保護采用預測控制限流技術，在電流上升過程中，根據去除采樣點的異常電流值后的連續采樣電流值和連續采樣電流值的斜率與設定值進行比較，預測電流是否出現過流的情況，對過流可以提前進行判斷和處理，使輸出控制軟件產生電流波形無限逼近標準波形，大大減少了諧波電流，從而更好的保護負載正常工作運行，硬件保護采用驅動模塊 HCPL-316J自帶的過流檢測電路，主要在軟件限流失效或者過流上升速度非常快的情況下起保護作用。采用雙重限流保護，能夠大大提供系統工作的安全性和可靠性。

圖4 同步控制電路

4 試驗結果及分析

圖5 (1)直流輸入和升壓后電壓波形

圖5 (2)同步波形

圖5(1)為直流輸入和DC/DC升壓后電壓波形，電壓紋波較小，基本平直，當電壓有輕微抖動時，通過直流電壓幅值反饋的調節使電壓保持穩定，保證了良好的動態響應。圖5(2)為模塊與市電同步波形圖，兩者相位相差接近為0，較好的保證了并聯。

圖6為并聯模塊圖，可以看出，基本成分近似為正弦，畸變很小，并聯效果好。

5 結論

本系統主控制芯片TI公司的dsp28335全數字化設計，控制元件少，穩定度高，高可靠性SPWM驅動信號輸出，采用UC3902芯片均流技術，各逆變單元獨立工作，民主均流，簡化了大量的軟件計算，大大提高了均流精度，并機安裝方便。采用自同步和外同步結合的全新原理設計，單個模塊和監控故障不影響其他模塊正常工作，大大提高了系統可靠性。可實現N+1逆變單元并聯擴容，電源的容量大大提高。可帶電熱更換，操作維護方便。

[1]邢巖. 逆變器并聯運行系統的研究[D].南京航空航天大學博士學位論文, 1999.1

[2]陳宏. 逆變電源并聯技術[J].東南大學學報,2002.p.55～59.

[3]李永富.高頻開關有源逆變技術[J].直流電源,2004.p.39～44.

[4]TMS320F28335使用手冊[M]. 德州儀器, 2009.

[5]UC3902使用說明書[M]. UC, 2005.