直流變換器模式快速識(shí)別PI自適應(yīng)控制策略

謝楨， 付立軍， 肖飛， 王瑞田

(海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖北武漢 430033)

0 引言

由于多電平拓?fù)淠軌蚪鉀Q開關(guān)管功率和耐壓的約束，故可以用于實(shí)現(xiàn)高壓大功率電能變換裝置，目前已廣泛運(yùn)用于中高壓大功率交流傳動(dòng)，高壓直流輸電等領(lǐng)域［1－2］。為了實(shí)現(xiàn)中壓直流電網(wǎng)至低壓直流電網(wǎng)的能量傳送，本文提出了一種帶隔離的三電平H橋直流變換器方案。針對(duì)工頻下隔離變壓器體積重量較大的問(wèn)題，變換器采用PWM移相控制，以提高變換器工作頻率，減小變壓器體積重量。本文在H橋輸出電壓諧波分析的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了變換器的靜態(tài)工作點(diǎn)，并建立了電流連續(xù)模式(CCM)和電流斷續(xù)模式(DCM)下的數(shù)學(xué)模型，仿真計(jì)算結(jié)果表明在不同模式下變換器的動(dòng)態(tài)性能差異較大，傳統(tǒng)的PI控制方案難以滿足變換器全負(fù)載范圍內(nèi)的較好動(dòng)態(tài)性能，需要尋找更優(yōu)的控制策略。

目前對(duì)直流變換器控制策略的研究多集中于一種工作模式設(shè)計(jì)控制器［3－5］，沒(méi)有考慮模式切換所引起的擾動(dòng)。而針對(duì)全模式工況，則以非線性控制策略為主，例如滑膜控制器［6］，單周期非線性控制器［7］，基于反饋線性化設(shè)計(jì)的非線性控制器［8－9］，但均存在計(jì)算量較大，難以用于工程實(shí)踐的問(wèn)題。大部分全工作模式控制器需檢測(cè)模式狀態(tài)，一般采用檢測(cè)電感電流過(guò)零點(diǎn)或者電感電流峰值［10］的方法。而無(wú)傳感器的模式識(shí)別策略也有文獻(xiàn)提出［11］，但其準(zhǔn)確率存在限制。

在總結(jié)前述直流變換器控制策略研究的基礎(chǔ)上，本文提出了一種基于CCM/DCM模式快速識(shí)別的PI自適應(yīng)非線性控制策略。相比于傳統(tǒng)PI控制方法，該控制策略的基本思路是基于電感電壓特征，對(duì)系統(tǒng)工作模式快速辨識(shí)，然后根據(jù)模式變化實(shí)時(shí)調(diào)整控制器參數(shù)以達(dá)到最佳的控制性能。最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該控制策略的可行性和有效性。

1 三電平H橋直流變換器

三電平H橋直流變換器的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。輸入直流電壓為Ud，P點(diǎn)為直流源正極，N點(diǎn)為直流源負(fù)極，O點(diǎn)為中點(diǎn)，輸出直流電壓為uo，前端Cd1和Cd2為直流分壓電容，容值相等，其后為二極管鉗位三電平H橋結(jié)構(gòu)，G1～G8為IGBT，D1～D8為反并聯(lián)二極管，Dc1～Dc4為鉗位二極管，Dr1～Dr4為整流二極管，L1為和L2濾波電感，Co為濾波電容，輸出直流電流為io。H橋輸出通過(guò)中頻變壓器降壓后，由不控整流橋整流并經(jīng)LCL濾波器濾波輸出到下級(jí)電網(wǎng)。

中點(diǎn)鉗位三電平H橋的輸出電壓uT1的波形如圖2所示。其中基準(zhǔn)橋臂電壓為uao，滯后橋臂電壓為ubo，α為移相角，θ為導(dǎo)通角，γ為鉗位角(γ=π －θ)，開關(guān)頻率為 fS，角頻率為 ωS，開關(guān)周期為TS。γ，α 和 θ記為占空比的形式為 dγ=γ/2π，dα=α/2π 和 dθ=θ/2π。

變換器在實(shí)際工作過(guò)程中要求uT1的基波幅值較大，且THD盡可能小，這樣有利于將能量通過(guò)脈沖變壓器傳送到后端不控整流橋。因此在諧波分析的基礎(chǔ)上可確定系統(tǒng)靜態(tài)工作點(diǎn)為:dθ=0.42，dα=0.348。

圖1 三電平H橋直流變換器的主電路拓?fù)銯ig．1 The topology of the three-level H-bridge converter

圖2 三電平H橋移相PWM調(diào)制下的輸出電壓波形Fig．2 The voltage waves of three-level H-bridge with phase-shift control

2 CCM/DCM模式下變換器的數(shù)學(xué)模型

1)模型假設(shè)

建模前假設(shè):系統(tǒng)在靜態(tài)工作點(diǎn)附近穩(wěn)定運(yùn)行;功率管等效為理想開關(guān);L2主要影響系統(tǒng)的高頻特性，對(duì)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)過(guò)程建模可忽略其影響?；诩僭O(shè)，可得到變換器的簡(jiǎn)化電路模型如圖3所示，其中變壓器原邊漏感為L(zhǎng)r，變壓器勵(lì)磁電感為L(zhǎng)m，變壓器變比為NT，濾波電感電流記為iL，濾波電感電壓記為uL，變壓器原邊電流記為iLr。設(shè)系統(tǒng)的狀態(tài)方程為=Ax+Bu，其中狀態(tài)變量為x=［iLuo］T，輸入變量為 u=［ud］。

圖3 變換器簡(jiǎn)化電路模型Fig．3 The simplified circuit model of the converter

2)CCM模式下變換器的數(shù)學(xué)模型

基于CCM下系統(tǒng)模態(tài)分析，由狀態(tài)空間平均法可得系統(tǒng)的狀態(tài)空間平均方程為

其中:Δ=L1Lr+L1Lm+LmLr;dτ稱為丟失占空比，即當(dāng)uT1從0開始翻轉(zhuǎn)時(shí)，由于漏感Lr存在，變壓器原邊電流iLr不能突變，而是存在一個(gè)反向過(guò)程，直至重新建立起變壓器的磁場(chǎng)，這段時(shí)間變壓器原邊的能量沒(méi)有傳遞到副邊，導(dǎo)致副邊電壓的有效值減小，故dτTS為占空比丟失時(shí)間。其解析表達(dá)為

采用擾動(dòng)法求解小信號(hào)模型為

其中狀態(tài)矩陣、輸入和輸出矩陣分別為

小信號(hào)模型框圖如圖4所示。

圖4 小信號(hào)模型系統(tǒng)(CCM)Fig．4 The small signal model(CCM)

3)DCM模式下變換器的數(shù)學(xué)模型

基于DCM下系統(tǒng)模態(tài)分析，由開關(guān)網(wǎng)絡(luò)平均法可得DCM模式下小信號(hào)模型為

其中，r2和k2為模型參數(shù)，根據(jù)負(fù)載輕重不同，DCM模式又可以分為DCM1模式和DCM2模式，具體的模型參數(shù)解析表達(dá)式為

小信號(hào)模型框圖如圖5所示。

圖5 小信號(hào)模型系統(tǒng)(DCM)Fig．5 The small signal model(DCM)

4)數(shù)學(xué)模型特性分析與驗(yàn)證

為了分析變換器的動(dòng)態(tài)特性和驗(yàn)證小信號(hào)模型的正確性，基于仿真平臺(tái)Matlab/SIMULINK進(jìn)行了仿真研究。電路參數(shù)設(shè)為:Ud=4 000 V，Uo=710 V，Ts=1 ms，L1=250 μH，Co=5 mF，L2=50 μH，Lm=127.3 mH，Lr=51 μH，NT=0.263，dθ=0.42，dα=0.348。分別取 R=9.601 4 Ω(7%負(fù)載，DCM 模式)，和 R=0.672 1 Ω(100%負(fù)載，CCM 模式)。

將電路參數(shù)代入仿真模型和數(shù)學(xué)模型，若仿真電路仿真計(jì)算得到的計(jì)算結(jié)果與數(shù)學(xué)模型計(jì)算得到的計(jì)算結(jié)果吻合，則驗(yàn)證了小信號(hào)數(shù)學(xué)模型的正確性。對(duì)比仿真模型和數(shù)學(xué)模型的動(dòng)態(tài)計(jì)算結(jié)果如圖6(a)和(b)所示。圖6(a)中，t=0.08 s時(shí)刻，移相占空比dα突加10%擾動(dòng)，圖中所示輸出電壓uo的變化反映出CCM模式下小信號(hào)模型的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和仿真模型的動(dòng)態(tài)響應(yīng)基本吻合;圖6(b)中，t=0.1 s時(shí)刻，dα突加10%擾動(dòng)后uo的動(dòng)態(tài)反映出DCM模式下小信號(hào)模型的正確性。

圖6 不同模式下小信號(hào)模型的驗(yàn)證Fig．6 The verify of the small-signal models by simulation

如圖6所示和前述建模過(guò)程分析，變換器在CCM和DCM工作模式時(shí)的動(dòng)態(tài)性能差別較大，CCM模式時(shí)的系統(tǒng)阻尼明顯小于DCM模式，基于其中任何一種模式設(shè)計(jì)的電流電壓雙閉環(huán)PI控制器都可能在另外一種工作模式下得不到較好的動(dòng)態(tài)性能。即基于傳統(tǒng)方法設(shè)計(jì)的控制系統(tǒng)應(yīng)對(duì)模式切換這種大擾動(dòng)時(shí)控制性能較差。

3 PI自適應(yīng)非線性控制策略

若能快速檢測(cè)出系統(tǒng)處于何種工作模式，則可以通過(guò)實(shí)時(shí)調(diào)整控制器參數(shù)來(lái)適應(yīng)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)擾動(dòng)，所以提出一種基于CCM和DCM模式快速檢測(cè)的PI自適應(yīng)控制器。

根據(jù)移相PWM調(diào)制原理和變換器的工作原理，可以設(shè)計(jì)控制器框圖如圖7所示，控制器以電壓電流雙閉環(huán)PI控制為基礎(chǔ)，輸入電壓參考指令為Uoref?？紤]到變換器可能需要并聯(lián)運(yùn)行，采用輸出阻抗法均分負(fù)載，設(shè)調(diào)差系數(shù)為KI，io經(jīng)過(guò)下垂特性調(diào)整后，與Uoref相減得到最終電壓指令值，再與輸出電壓uo比較，送入電壓環(huán)PI自適應(yīng)調(diào)節(jié)器運(yùn)算，得到電感電流指令值ILref。ILref與iL比較后送入電流環(huán)PI自適應(yīng)調(diào)節(jié)器運(yùn)算，運(yùn)算結(jié)果運(yùn)算結(jié)果送入限流控制器。限流控制器的主要功能是利用滯環(huán)控制實(shí)現(xiàn)短路限流，限流控制器輸出移相控制信號(hào)dα，經(jīng)過(guò)移相PWM調(diào)制器得到脈沖控制信號(hào)。其中電壓電流環(huán)PI自適應(yīng)調(diào)節(jié)器的PI參數(shù)是根據(jù)CCM/DCM模式檢測(cè)來(lái)實(shí)時(shí)調(diào)整的。

圖7 模式快速識(shí)別PI自適應(yīng)非線性控制策略Fig．7 Mode fast identification PI adaptive control method

4 基于電感電壓特征的模式快速辨識(shí)方法

要實(shí)現(xiàn)上述控制器功能，其關(guān)鍵在于能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)CCM和DCM模式的快速識(shí)別，目前文獻(xiàn)中提出的方法中多數(shù)是基于檢測(cè)電感電流過(guò)零點(diǎn)，但實(shí)際工程中，由于傳感器存在零偏，尤其是在較大電流等級(jí)的傳感器，在小電流條件下是誤差很大，幾乎不能采樣到電感電流過(guò)零點(diǎn)，同時(shí)比較電路也存在一定的誤差，加上采樣誤差等因素，出現(xiàn)誤檢測(cè)的概率很大。因此本文提出一種基于電感電壓特征快速識(shí)別CCM/DCM工作模式的檢測(cè)方案，模式判別流程如圖8所示，具體原理如圖9所示，其中ur所示為整流橋輸出。

圖8 基于電感電壓特性模式判斷流程Fig．8 The flow scheme of mode identification based on inductance voltage

圖9 基于電感電壓特性的模式快速識(shí)別示意Fig．9 The sketch of CCM/DCM fast identification based on inductance voltage

當(dāng)DCM模式切換至CCM模式時(shí)，電感電流由斷續(xù)變?yōu)檫B續(xù)，過(guò)零點(diǎn)消失，同時(shí)電感電壓的變化也存在明顯特征，即電感電壓最高電平持續(xù)時(shí)間明顯較CCM模式減少，而CCM模式下最高電平持續(xù)時(shí)間是固定的，具體如圖9中uL所示。利用這一特性，可設(shè)計(jì)如圖9所示的檢測(cè)電路，該檢測(cè)電路主要由外圍比較電路和FPGA構(gòu)成。其中比較電路將電感電壓采樣信號(hào)和零比較后得到的Cp－uL信號(hào)送入FPGA，F(xiàn)PGA根據(jù)同步時(shí)鐘信號(hào)和PWMsyn同步邏輯信號(hào)對(duì)比較電路輸出信號(hào)進(jìn)行計(jì)時(shí)，根據(jù)計(jì)時(shí)長(zhǎng)短判斷出工作模式，輸出Mod信號(hào)。

若只考慮穩(wěn)態(tài)，則Mod信號(hào)已能夠表征系統(tǒng)的工作模態(tài)，但是當(dāng)系統(tǒng)受到諸如突加負(fù)載等大擾動(dòng)時(shí)，Mod信號(hào)可能會(huì)發(fā)生連續(xù)變化，若Mod信號(hào)連續(xù)變化次數(shù)過(guò)多則可能導(dǎo)致系統(tǒng)輸出振蕩失穩(wěn)?；诖丝紤]，在Mod信號(hào)生成后，送入模式信號(hào)多數(shù)表決強(qiáng)制穩(wěn)定模塊，進(jìn)行模式信號(hào)的強(qiáng)制穩(wěn)定，最終得到的Mode信號(hào)即為送出FPGA的模式信號(hào)。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證前述對(duì)變換器工作原理的分析，以及基于CCM/DCM模式快速識(shí)別的PI自適應(yīng)非線性控制策略的有效性，搭建原理樣機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)原理樣機(jī)采用RTLAB實(shí)時(shí)仿真系統(tǒng)和FPGA作為控制算法實(shí)現(xiàn)的主體，RTALB是一種國(guó)際上比較流行的實(shí)時(shí)仿真工具，可以構(gòu)建速控制原型(RCP)，將控制器與實(shí)際的控制對(duì)象構(gòu)成閉環(huán)回路對(duì)控制算法進(jìn)行驗(yàn)證［12－14］。

具體的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)為:Ud=500 V，Uo=166 V，Ts=1 ms，L1=2 mH，Co=420 μF，L2=0.4 mH，Lm=0.277 33 H，Lr=85 μH，NT=0.5。

圖10和圖11所示為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)控制性能實(shí)驗(yàn)波形。圖10(a)和(b)所示為傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制和基于CCM/DCM模式快速識(shí)別的PI自適應(yīng)非線性控制的動(dòng)態(tài)性能對(duì)比，其中通道C1為輸出電壓uo波形(100 V/div)，通道C2為Mode信號(hào)(0.5 V/div)，通道C3為電感電壓uL波形(100 V/div)，通道C4為PWMsyn信號(hào)(0.2 V/div)。圖10(a)和(b)所示均為突加5.17 Ω負(fù)載(50%負(fù)載)時(shí)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，從Mode信號(hào)變化可看出基于電感電壓特征的模式檢測(cè)準(zhǔn)確且速度較快，對(duì)比圖10(a)和(b)中輸出電壓波形可得，采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制，輸出電壓最大跌落為123 V，而采用本文提出的控制方法，則輸出電壓最大跌落為92 V，性能明顯優(yōu)化。圖11所示為突加0.2838 Ω短路電阻時(shí)的短路限流控制波形，其中通道C1為輸出電壓uo(50 V/div)，通道C3為移相控制輸出dα(0.25/div)，通道F1為輸出電流io(134 A/div)，從io波形可看出系統(tǒng)的短路限流控制功能得到驗(yàn)證。

圖10 控制策略的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證(空載至50%負(fù)載)Fig．10 The verification of the control method by prototype(no load to 50%load)

圖11 控制策略的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證(短路限流)Fig．11 The verification of the control method by prototype(current limited when short circuit)

6 結(jié)論

本文分析了一種帶隔離的三電平H橋直流變換器，通過(guò)對(duì)變換器數(shù)學(xué)模型研究發(fā)現(xiàn)其在不同工作模式下的動(dòng)態(tài)性能差異較大，因此提出一種基于CCM/DCM模式快速識(shí)別的PI自適應(yīng)非線性控制策略，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，可得到以下結(jié)論:

1)本文提出的基于電感電壓特征快速識(shí)別CCM/DCM工作模式的方案，具有檢測(cè)快速，易于實(shí)現(xiàn)，外圍電路簡(jiǎn)單，抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。而且易于推廣到其他需要進(jìn)行模式辨識(shí)的場(chǎng)合，例如兩電平直流電路，有源濾波電路等。

2)本文提出的基于模式快速識(shí)別的PI自適應(yīng)控制策略較之傳統(tǒng)PI控制策略具有更優(yōu)的控制性能。而且易于推廣到其他需要全模式運(yùn)行的直流變換器。

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