一種高可靠電壓均衡電路

0 引言

分布式直流電網，特別是分布式微型直流電網，是一種新型、靈活的低壓直流傳輸系統，能夠有效地將各種新能源(太陽能、風能、燃料電池等)以及各種儲能單元(電池、超級電容等)有機地組網，并直接向用戶提供高質量的電能［1－7］。

而微型直流電網通常采用兩根輸電線，只有一個等級直流電壓。然而，用戶端的用電設備卻是多樣的，不同的用電設備對輸入電壓的要求也不同，例如，半橋變換器需要輸入電壓平衡、低輸入電壓用電設備、高壓輸入用電設備等。所以只有一個電壓等級的微型直流電網，無法滿足不同用電設備對輸入電壓的要求。在微型直流電網中構造一根中線，滿足不同用電設備對輸入電壓的要求;特別是與大地相連接的中線極大提高了微型直流電網安全性。因此，文獻［4－7］將半橋電壓均衡器引入微型直流電網。

由于半橋拓撲結構存在直通的危險，這影響其可靠性。近年來，一種可以避免直通危險的雙降壓結構被廣泛的研究［8－10］。結合電壓均衡器特點，本文研究一種基于雙降壓結構的高可靠電壓均衡電路及其控制策略。

1 高可靠電壓均衡電路和控制策略

典型的利用半橋電壓平衡電路構造中線的微型直流電網如圖1所示。

圖1 一種典型帶均衡微型直流電網構架Fig．1 A DC grid with voltage balancing circuit

由于圖1中半橋結構中存在功率開關管直通問題，因此提出一種高可靠電壓均衡電路如圖2所示。它由左橋臂(S1、D1、L1)和右橋臂(S2、D2、L2)組成。為了適應該電路結構特點，希望左、右兩個橋臂能夠獨立工作，即:1)電流＞，左橋臂工作向電阻負載RLoad2傳遞部分能量，電感電流平均值等于(－);2)當電流＞，右橋臂工作向電阻負載RLoad1傳遞部分能量，電感電流平均值等于(－)。

圖2 高可靠電壓均衡電路Fig．2 Voltage balancing circuit with a high reliability

為了實現上述目的，提出了如圖3所示控制策略:調節器輸出信號ue直接控制左橋臂，取反后(－ue)控制右橋臂。由于采用單極性調制三角波，所以當＞時左橋臂工作，右橋臂不工作;反之右橋臂工作，左橋臂不工作。由于兩個橋臂之間串聯兩只電感，所以在左右橋臂切換瞬間不存在開關管直通問題，從而具有較高的可靠性。

圖3 控制原理框圖Fig．3 Presented control scheme

2 基本工作原理

為了簡化分析，假設所有器件均是理想的，并且電容C1=C2=C、電感L1=L2=L。由于左橋臂與右橋臂工作過程類似，所以下面僅分析左橋臂工作過程。

2.1 左橋臂工作過程

根據電感電流情況，工作過程分為電感電流連續(CCM)和斷續(DCM)模式，如圖4所示。ugs1、ugs2分別是S1和S2驅動信號。

圖4 電流連續和斷續驅動和電流波形Fig．4 Driving and current iL1under CCM and DCM

2.1.1 電感L1電流連續

該模式下主要波形和各個模態等效電路如圖4(a)和圖5所示。

模態1:［t0－t1］［S1導通、S2關斷，圖4(a)和圖5(a)］

在t0時刻開通S1，電感L1電壓uL1=uin－uout2=uout1，電流從某個大于零開始線性上升。該過程持續到t1時刻關斷S1，電流iL1達到最大值。

在這一過程中，輸入電壓uin利用電感L1向負載RLoad2傳遞部分電能。

模態2:［t1－t2］［S1、S2關斷，D1導通，圖 4(a)和圖5(b)］

在t1時刻，關斷S1。電流iL1通過二極管D1續流。在這一過程中，電感電壓=－uout2，電流線性下降。該過程持續到t2時刻開通S1。從t2時刻，電路進入下一個工作周期。可見D1是強制關斷。由于穩態時電壓uout1=uout2，所以電流上升率和下降率相等。

圖5 電流iL1連續等效電路圖Fig．5 Equivalent circuits under CCM

2.1.2 電感L1電流斷續

電感電流斷續時驅動和電流波形如圖4(b)所示。在該模式下(t0－t1)和(t1－t2)兩個時間內，由于電感L1電流非零，所以這兩個時間內的兩個工作模態與電流連續時兩個模態工作過程相同。因此，這兩個模態分析過程在此忽略。下面只給出在時間(t2－t3)內模態3等效電路和分析過程。

模態3:［t2－t3］［S1、S2關斷、D1截止，圖 4(b)和圖6］

在t2時刻，電感L1電流下降到零，D1自動關斷。從此電感電流一直為零，并持續到t3時刻開通S1，進入下一個工作周期。

圖6 電流斷續模態3等效電路圖Fig．6 Equivalent circuits of mode 3 under DCM

3 主要電流關系

電感和電容中的電流關系是設計電感和電容參數的重要基礎。為了便于分析，將電路中各主要電流如圖7所示，其中、是電容C1和C2電流，i1和i2是分別電容電流和負載電流之和。

圖7 主要電流關系圖Fig．7 Main current relationships

下面也僅以左橋臂為例分析其主要電流關系，其他情況與此類似，不再贅述。根據前面工作過程分析，可以得到如圖8所示主要電流關系波形圖。

圖8 左橋臂工作主要電流關系波形圖Fig．8 Main currents waveforms

3.1 電感L1電流非零期間主要電流關系

電感L1電流非零期間，如圖8(a)和圖8(b)中(t0－t2)時間所示。由于輸出電壓uout1、uout2之和等于uin，所以這兩個電壓是關聯的，即uout2升高多少，uout1必然降低多少;反之，亦然。

由于電流i1平均值等于負載電流iRLoad1，所以其脈動電流Δi1對C1充、放電，即電流=Δi1;同樣，電流i2平均值也等于負載電流，其脈動電流Δi2對C2充、放電，即電流=Δi2。結合式(1)可得電流 Δi1、Δi2、和之間關系。

3.2 電感L1電流為零期間主要電流關系

4 小信號模型

為了控制系統參數設計和驗證圖3控制方案可行性，根據平均小信號模型建模方法［11］，建立平均小信號模型。

4.1 左橋臂小信號模型

由圖7可得

1)S1導通

2)S1關斷

設S1占空比為d1，并令d1=D1+，〈iL1〉Ts=+，〈uin〉Ts=Uin+，〈uout2〉Ts=Uout2+，其中，d^

1分別是擾動量;D1、Uin、Uout2分別是穩態分量。根據一周期內的平均值等于瞬時值并分離擾動量和忽略二階微小量，由式(4)和式(5)可得

由式(6)可知:穩態時當 D1=0.5，Uout2=0.5Uin，即實現輸出電壓平衡，并且電感電流平均值等于兩個負載電流之差。

對式(7)進行拉式變換并整理得輸出電壓uout2對占空比d1的傳遞函數為

4.2 右橋臂小信號模型

利用同樣的方法得，輸入輸出關系和輸出電壓uout2對占空比d2(S2占空比)的傳遞函數。

由式(9)得:穩態時當 D2=0.5，即 Uout2=0.5Uin，實現輸出電壓平衡，并且電感L2電流平均值也等于兩個負載電流之差。

可見，圖3所示控制策略是可行的。

圖9 控制系統框圖Fig．9 Control schematic block

5 仿真分析

按照不平衡負載約為1 500 W左右時電感電流正好進入臨界連續模式，參照Buck電路參數設計方法［12］，在輸入電壓 uin=360 V、開關頻率25 kHz時，取電感 L2=L1=230 μH、電容 C1=C2=470 μF。利用仿真軟件Saber中器件模型建立該電路和控制電路仿真模型。下面只給出左橋臂電流關系仿真結果，其他情況不再贅述。

5.1 電感L1電流連續

圖10(a)給出輸入電壓uin=360 V、RLoad1=100 Ω、RLoad2=10 Ω時仿真結果。可以看出:電感L1電流脈動量、電容電流等關系滿足上述分析:Δ=－= －，Δ= － Δ，i2=+i1等關系。

圖10 左橋臂主要電流關系仿真圖Fig．10 Simulation waves of the current relationships

5.2 電感L1電流斷續

圖10(b)給出 uin=360 V、RLoad1=40 Ω、RLoad2=30 Ω時仿真結果。看出，在斷續模式下非零期間內電流關系與連續時主要電流關系一致。在斷續時:PLoad1=1802/40=810 W，PLoad2=1802/30=1 080 W，輸入電流iin=(Pout1+Pout2)/uin=5.25 A，i2=i1=iin=5.25 A。由于電流i1大于(180/40=4.5 A)，所以多余電流(i1－=0.75 A=)對電容C1充電，uout1線性上升;電流i2小于(180/30=6 A)，所以不足電流(i2－=－0.75 A=)由電容C2放電提供，uout2線性下降，并且輸出電壓變化量Δuout2=－Δuout1、電容電流=－。

6 實驗結果

為了驗證上述分析，研制一臺實驗樣機。其開關頻率為 25 kHz，電感 L1=L2=230 μH，電容C1=C2=470 μF，開關管 S1、S2為 SPW47N60C3，二極管D1、D2為DESI60－06A。以中頻半橋逆變電源輸入360 V為例(均分為180 V)，進行實驗驗證。

圖11(a)給出電感L1電流連續時實驗波形，其中=1.8 A=12.0 A，uout1=180.1 V、uout2=180.0 V。圖11(b)給出電感L1電流斷續模式波形，其中=2.8 A=6.0 A、uout1=180.5 V、uout2=180.3 V。

圖11(c)給出電感L2電流連續模式實驗波形，其中=12.7 A=2.4 A、uout1=179.6 V、uout2=179.7 V。圖11(d)給出電感L2電流斷模式實驗波形，其中=4.5 A=2.0 A、uout1=180.0 V、uout2=179.8 V。

從圖11中可以看出:當負載 RLoad2大于負載RLoad1時，左橋臂工作;反之右橋臂工作。實驗波形與前面的分析也是一致的。

表1和表2給出不同輸入電壓和負載條件下的實驗數據，其中電壓偏差Δu=uout1－uout2。

在不同的輸入電壓和負載條件下的電壓偏差可以看出，電壓不平衡度小于傳統交流電網電壓不平衡度，能夠很好地實現輸出電壓平衡。

表1 實驗數據1Table 1 The experimental data 1

表2 實驗數據2Table 2 The experimental data 2

圖11 電流連續和斷續實驗波形Fig．11 Experimental waveforms

7 結語

微型直流電網是一種新型直流輸電系統，隨著新能源發電技術的發展而得到研究。本文研究了一種新型電壓均衡電路和控制策略。它避免橋式拓撲結構中直通的危險，可以在兩線微型直流電網改造一根中線，滿足了不同用電設備對輸入電壓的要求。文中詳細地分析了電壓均衡器工作原理和建立其小信號模型。最后進行原理性仿真和實驗驗證，仿真和實驗結果表明，該電路和控制策略能夠實現電壓平衡。本文研究內容同樣可以應用在串聯電容、半橋變換器輸入端等需要均壓的場合。

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