基于九開關變換器的統一電能質量調節器原理與控制

郭 伽 段建東 孫 力 王志剛

（1.哈爾濱工業大學電磁驅動與控制研究所 哈爾濱 150001 2.中國石油集團濟柴動力總廠 濟南 250306）

0 引言

近年來，配電網的電能質量問題越來越受到重視。一方面是因為以電力電子設備為代表的非線性負荷在配電網中的比重不斷上升，導致配電網中電壓畸變越來越嚴重；另一方面則是更多負載對電網電壓波動越來越敏感，對配電網供電質量提出了更高的要求。統一電能質量調節器由于具備同時治理電壓諧波、電流諧波、無功電流、三相不平衡、電壓跌落與閃變等多種電能質量問題的特點而廣受關注。然而，傳統統一電能質量調節器采用背靠背式雙PWM 拓撲結構，具有開關器件多、結構復雜等缺點，限制了其應用領域的進一步擴展。

九開關變換器是近年來提出的一種用以替代傳統背靠背式雙PWM 變換器的新電路拓撲[1]，其電力電子器件使用量相比減少25%。自提出之日起，九開關變換器便得到了研究人員的關注，在不間斷供電、電動車驅動和風力發電等領域獲得了一定的應用[2]。

九開關變換器減少開關器件使用量的最主要代價是直流母線電壓的升高。直流母線電壓升高，不但對開關器件、直流電容等器件提出了更高的要求，而且增加了變換器的損耗。應用領域不同，九開關變換器直流電壓增加程度區別很大。在電動車驅動、雙電機控制等應用中，直流電壓增加幅度較大，甚至可以達到傳統拓撲方案的2 倍；而在不間斷供電、風力發電等應用中，直流電壓增加較小，該領域適合九開關變換器應用。

統一電能質量調節器是另一類九開關變換器的適用領域。由于電壓跌落事件出現頻率較低，在系統運行的絕大多數時間，直流電壓為主要組成電流補償單元的上側變換器所獨享；當配電網電壓發生跌落時，組成電壓補償單元的下側變換器所占用的直流電壓份額大幅增加，以完成補償工作。通過直流母線電壓的動態分配，應用于統一電能質量調節器中的九開關變換器能夠有效降低直流電壓增加的需求。

本文通過對統一電能質量調節器工作的穩態分析，驗證了九開關變換器方案的正確性與有效性。基于九開關變換器的統一電能質量調節器能夠在減少開關器件數量的前提下，完成與傳統方案相同的功能。本文對于降低統一電能質量調節器的成本，擴展其應用領域具有積極的意義。

1 九開關變換器的原理與調制策略

1.1 原理

分別基于傳統電路和九開關變換器電路拓撲結構的統一電能質量調節器如圖1 所示。九開關變換器由三個橋臂組成，每個橋臂包含三個串聯的開關器件，如圖1b 點劃線框中所示。九開關變換器共有兩組輸出端口，與背靠背式雙PWM 變換器相比，開關器件使用率減少25%。

圖1 兩種拓撲結構的統一電能質量調節器Fig.1 Unified power quality conditioner with two topologies

九開關變換器通過分時控制實現兩路輸出的獨立控制。表1 為背靠背式變換器的開關狀態，表2為九開關變換器的有效開關狀態。九開關變換器每相橋臂3 個開關器件共有8 種開關狀態，由于輸出引腳不能懸浮、直流母線不能短路等原因，有效狀態只有3 個。通過對以上3 個有效開關狀態的分析，存在上側輸出電壓永遠不能小于下側輸出電壓的約束。由此可見，九開關變換器的輸出狀態少于背靠背式變換器，部分輸出狀態無法實現。然而，這一問題可以通過適當的調制策略加以解決。

表1 背靠背式變換器的開關狀態Tab.1 Switching states of back-to-back converter

表2 九開關變換器的有效開關狀態Tab.2 Valid switching states of nine-switch converter

表1 中SA、SU分別表示圖1a 中背靠背式雙PWM變換電路A 相與U 相橋臂的開關狀態，VAN、VUN為對應橋臂的輸出電壓。表2 中SA、SAU、SU分別表示圖1b 中九開關變換電路左側橋臂自上而下三個開關器件的開關狀態，VAN、VUN分別表示該橋臂上、下端口的輸出電壓。

圖2 為九開關變換器的工作原理[1,14]，其中，vref_1a、vref_1b分別表示九開關變換器A 相上、下端口調制信號；vc是載波信號；vAN、vBN分別是A 相上、下端口PWM 信號；Ts是開關周期。通過加入適當的直流偏置，上側端口調制信號始終大于下側端口調制信號，九開關變換器即可始終工作于表2所列工作狀態的范圍內。一個開關周期Ts內，在狀態1 與狀態2 中，SA處于恒導通模式，SAU與SU共同工作控制下側端口輸出期望的電壓；在狀態2 與狀態3 中，SU處于恒導通模式，SA與SAU共同工作控制上側端口輸出期望的電壓，故可認為中間組開關器件通過分時控制為上、下側變換器所共用。

圖2 九開關變換器的工作原理Fig.2 Operation principle of the nine-switch converter

1.2 調制策略

根據兩個端口輸出電壓頻率是否相同，調制模式可分為同頻模式（Constant Frequency,CF）與異頻模式（Diverse Frequency,DF）兩類[2-5]。九開關變換器的調制策略示意圖如圖3 所示，其中，mU、mL分別為九開關變換器上、下端口輸出電壓的調制系數。只有變換器兩端口輸出電壓頻率始終相同時，CF 模式才是適用的；而DF 模式對兩端口輸出電壓頻率相同與否沒有限制。與DF 模式相比，CF 模式具有更高的直流電壓利用率。

圖3 九開關變換器的調制策略示意圖Fig.3 Schematic diagrams of the modulation strategies of the nine-switch converter

2 統一電能質量調節器原理

2.1 傳統統一電能質量調節器

如圖1a 所示，傳統的統一電能質量調節器由串聯補償環節、并聯補償環節與直流儲能環節三部分組成。

串聯補償環節由串聯側PWM 變換器和輸出濾波器與串聯變壓器組成。串聯補償環節表現為受控電壓源形式，用于補償電網電壓中的諧波成分，當電網電壓發生跌落、瞬變或波動等故障時，維持負載電壓幅值恒定[6,7]。

并聯補償環節由并聯側PWM 變換器和濾波器組成。并聯補償環節表現為受控電流源形式，補償非線性負載電流中的諧波成分與無功成分，維持電網電流正弦且與電網電壓同相。同時，并聯補償環節負責維持直流母線電壓的穩定。

2.2 基于九開關變換器

基于九開關變換器的統一電能質量調節器拓撲結構如圖1b 所示。開關器件SA、SB、SC、SAU、SBV、SCW組成電流補償單元，開關器件SAU、SBV、SCW、SU、SV、SW組成電壓補償單元，L1、C1分別是電壓補償單元濾波電感與電容，L2是電流補償單元濾波電感，Cdc為直流支撐電容。

與背靠背式雙PWM 變換器相比，九開關變換器最大特點是因減少25%開關器件而帶來的成本、體積與散熱方面的優勢。然而，從上文對九開關變換器原理的分析可以看到，由于自身拓撲結構的原因，調制信號需要引入直流偏置以滿足約束，由此帶來輸出諧波與直流母線電壓的增加。其中，直流母線電壓的增加不但對電路中各元器件工作電壓提出了更高要求，而且開關損耗的增加也對設備散熱造成了不利的影響，該問題大大削弱了采用較少開關器件帶來的各種優勢，限制了九開關變換器的應用推廣。

九開關變換器的直流電壓增加程度因應用領域的不同而不盡相同。對于雙電機驅動這類要求兩端口輸出電壓頻率不同的應用領域，直流電壓增加最多，達到背靠背式變換器的2 倍。對于不間斷電源而言，由于兩端口輸出電壓頻率與相位均相同，理論上不會增加直流電壓。

統一電能質量調節器中九開關變換器的主要工作狀態有兩類，即正常與電壓跌落。在正常工作狀態時，電網電壓幅值正常，電壓補償單元僅需要對諧波電壓進行補償，于是大部分直流電壓可以分配給電流補償單元用于無功電流與諧波電流的補償。

圖4 為統一電能質量調節器穩態等效電路。下面基于圖4 分析電壓跌落時電路的工作情況[8,9]。定義負載電壓相量、負載電流相量，其計算式為

式中，Vm、Im分別為負載電壓、負載電流的峰值；Lφ 為負載電流與電壓的相位差。電網電壓與負載電壓同相，電網電壓為

式中，k 為電網電壓跌落程度。由式（1）～式（3）可以推導出補償電壓相量和電網電流相量，分別如式（4）、式（5）所示。在忽略電壓補償單元濾波器及串聯變壓器影響的前提下，可以推導出電壓補償單元輸出功率 Psr，如式（6）所示。

圖4 統一電能質量調節器穩態等效電路Fig.4 Steady-state equivalent circuit of the unified power quality conditioner

式中，Vsh為電流補償單元變換器側電壓幅值；δ 為Vsh與負載電壓相量間的相位差；為電流補償單元變換器側電壓相量。根據 V˙sh、V˙L及濾波器感抗X，可以計算出電流補償單元輸出無功功率Qsh與吸收有功功率Psh分別為

理想情況下，統一下電能質量調節器不消耗有功功率，即 Psr=Psh，由此可推導出的幅值Vsh、相位δ 與電網電壓跌落程度t 的關系為

根據式（10），隨著電網電壓跌落程度不斷加深，Vshsin δ 逐漸減小，分析式（8）可知，為保證 Qsh不變，Vsh與δ 成反比。

綜上分析可知，隨著電網電壓跌落程度加深，電壓補償單元變換器輸出電壓幅值不斷增加，而并聯補償單元變換器輸出電壓幅值減小，即通過在兩個輸出端口間分配直流母線電壓，可以有效降低系統所需總直流電壓。

3 基于九開關變換器的統一電能質量調節器的控制策略

基于九開關變換器統一電能質量調節器的控制器設計與基于傳統拓撲的方案沒有區別。對于三相三線制系統，在調制信號中疊加的直流偏置并不會在實際的電感電流與電容電壓中引入直流分量。本文采用基于PI 控制器經典的雙閉環控制策略，電壓補償單元與電流補償單元的控制策略原理如圖 5所示。

由上文分析可知，九開關變換器通過分時控制方式實現兩組輸出的獨立控制。當電壓補償端口工作時，開關器件SA、SB、SC處于恒導通模式，如圖5a 所示；當電流補償端口工作時，開關器件SU、SV、SW處于恒導通模式，如圖5b 所示。

圖5 控制策略原理Fig.5 Schematic diagrams of the control strategies

在電網電壓未發生跌落時，直流電壓在端口間的分配按照待補償系統電能質量的分析與測量事先確定；當電網電壓發生跌落后，按計算得到的串聯補償電壓幅值與并聯補償輸出電壓幅值的比例關系確定。

4 仿真與實驗

仿真模型及實驗平臺的電路結構如圖1b 所示，兩者采用相同的元器件參數[5]。供電電源基波相電壓有效值為220V，頻率為50Hz；負載額定相電壓有效值為220V，串聯變壓器電壓比為1∶1，上側電流補償單元濾波電感為10mH；下側電壓補償單元濾波電感為4mH，濾波電容為4.7μF；直流電容電壓給定為1 200V，電容為4 700μF。

4.1 仿真

基于九開關變換器的統一電能質量調節器的仿真波形如圖6 所示。由于非線性負載的存在，圖6a所示負載電流中包含大量諧波分量，調節器電流補償單元通過輸出諧波電流，成功地抑制了諧波電流向電網端的擴散。

圖6 基于九開關變換器的統一電能質量調節器的仿真波形Fig.6 The simulation waveforms of the unified power quality conditioner based on the nine-switch converter

電網在0.2s 時發生跌落故障，電壓幅值降至額定值的70%，負載電壓、負載電流均以相同的幅度降低，如圖6b 和圖6c 所示。與此同時，補償設備開始工作，其電壓補償端口開始輸出補償電壓，如圖6d 所示。0.25s 時，負載電壓、負載電流已恢復至跌落事故發生前的水平。

4.2 實驗

圖7 為基于九開關變換器的統一電能質量調節器的實驗波形，由圖7a 和圖7b 可以發現，電網電壓中的諧波成分被電壓補償單元輸出電壓所抵消，負載電壓保持正弦。由圖7c 和圖7d 可知，電流補償單元輸出諧波電流與無功電流抑制了負載電流中諧波成分與無功成分對電網電流的影響。由圖 7e和圖7f 可以看出電壓補償單元通過輸出電壓幅值的增加，補償了電網電壓跌落的部分，維持了負載電壓的恒定。

圖7 基于九開關變換器的統一電能質量調節器的實驗波形Fig.7 The experimental waveforms of the unified power quality conditioner based on the nine-switch converter

5 結論

本文提出應用九開關變換器替換傳統的背靠背式雙PWM 變換器作為統一電能質量調節器的電路拓撲。九開關變換器具有開關器件使用量少、成本低、體積小等優勢。首先在介紹九開關變換器工作原理的基礎上，分析了輸出電壓約束與對應的調制策略；其次，通過電壓跌落時電路的穩態分析，分析了電壓補償單元變換器輸出電壓與電流補償單元變換器輸出電壓隨電網電壓跌落的變化規律，并揭示了可以根據需要在兩端口間動態分配直流電壓這一有利條件；然后，介紹了其電壓補償端口與電流補償端口的控制策略；最后，通過仿真與實驗，驗證了基于九開關變換器的統一電能質量調節器能夠獲得與基于傳統拓撲調節器相同的功能。九開關變換器的應用有效降低了統一電能質量調節器的制造成本，本文對統一電能質量調節器的推廣應用具有積極的意義。

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