基于雙處理器架構的開關磁阻電機遠程控制系統

蔡 燕 劉亞亮 范少雄 姜文濤

（天津市電工電能新技術重點實驗室（天津工業大學）天津 300387）

0 引言

開關磁阻電動機（Switched Reluctance Motor，SRM）驅動系統是20 世紀70 年代問世的一種新型調速系統，具有結構簡單、調速范圍寬、調速性能優越等優點，是極具潛力的新一代交流無極調速系統[1-3]，廣泛應用于航空工業、機車牽引、礦山掘進等領域[4-8]。

傳統的開關磁阻電機調速系統，往往采用單處理器完成數據采集、算法處理、管理與通信等功能，隨著對電機控制的要求越來越高，這種簡單的控制方式的缺點越來越突出；在硬件上，主控制器的外圍芯片越來越復雜；軟件上，程序更加繁瑣，各部分協調工作對芯片的處理速度和并行處理能力要求也越來越高；直接采集SRM 位置信息導致主控制器與位置傳感器之間距離受到限制，抗干擾性差。這種集中控制方式不能很好地滿足現代復雜控制系統的要求，模塊化控制越來越得到廣泛的應用。

目前很多學者對雙處理器架構的開關磁阻電機調速系統進行了廣泛的研究。文獻[9,10]利用雙處理器對開關磁阻電機無位置傳感器技術進行了研究，其中文獻[9]采用DSP 和FPGA 構建了雙處理器架構的開關磁阻電機控制系統，具體地，數字信號處理器DSP 負責實現PID 調速、電流斬波控制（Current Chopping Control，CCC）和角度位置控制（Angle Position Control，APC），用FPGA 可編程控制器構建轉子位置估計模塊，簡化了系統結構，提高了系統的可靠性和實時性。文獻[11-15]采用 DSP 和CPLD 分別進行算法控制和邏輯處理，運算速度快且編程靈活，其中CPLD 用來實現轉子位置信號綜合、驅動信號的分配等純數字組合邏輯及時序邏輯功能。文獻[16]利用TMS320C31 和CPLD 協調工作來改善開關磁阻ISG 性能。其中，TMS320C31 主要根據ISG 系統的各種狀態確定相應控制策略。文獻[17]設計了基于雙DSP 的磁浮開關磁阻電機控制系統，采用雙口RAM 作為數據交換的媒介，通過一定的讀寫機制實現雙DSP 之間大量數據的實時交換。

本文針對高性能開關磁阻電機調速系統的特點，提出一種DSP+MCU 雙處理器架構的控制系統。與傳統的單DSP 控制系統相比，該系統可大大降低單CPU 的控制負擔，充分發揮DSP 和單片機的各自優勢，滿足高性能開關磁阻電機高精度實時位置控制的要求，提高系統的可靠性。采取DSP+MCU的方案，解決了所有任務交由DSP 完成導致的DSP處理能力下降的問題，更利用了MCU 成本低、對外部I/O 設備控制能力強的優勢，使得二者功能互補。主從控制器之間通過 CAN（Controller Area Network）總線實現數據通信，增加了控制器與電機之間的信息傳輸距離。

1 系統總體設計

系統采用基于雙處理器架構的SRM 控制方案，其中主從控制器任務不同，分工明確。為實現開關磁阻電機高精度位置控制，采用11 位絕對式編碼器采集轉子位置，并行傳輸給從控制器。從控制器負責轉子位置采集、換相位置判斷和轉速計算等任務；主控制器實現電壓/電流信號采集、轉速/電流雙閉環調節器的PI 參數調節、功率變換器驅動信號輸出、故障保護等功能，以及負責電流斬波、電壓斬波位置控制等任務。作為開關磁阻電機換相依據的轉子位置信號，由從控制器通過CAN 總線傳輸給主控制器，轉速信號在換相命令發送結束后發送。主控制器通過CAN 總線傳輸控制命令（電機正轉啟動、反轉啟動、制動和停止）和角度調節信號，在線調節控制開關磁阻電機，實現電機性能優化。雙處理器架構的SRM 調速系統原理圖如圖1 所示。

圖1 雙處理器架構的SRM 調速系統原理圖Fig.1 The schematic diagram of SRM speed control system based on dual processor architecture

傳統控制中位置傳感器采用串行或并行線傳送位置信號給控制器，存在易受電磁干擾、傳輸信號故障率高等問題，一定程度上阻礙了開關磁阻電機的廣泛應用。本文提出一種基于CAN 總線的高精度實時位置控制技術，即采用絕對式編碼器作為位置傳感器，從控制器安裝在電機支撐盤上負責位置信息處理，主從控制器之間通過CAN 總線進行通信。這樣不僅解決了SRM 控制系統中控制器不能較好實現遠距離控制的問題，還利用CAN 總線傳輸消息幀短、抗干擾性強、具有錯誤檢測能力等特點提高了系統的可靠性。

2 系統中延時分析及補償

2.1 CAN 通信協議的制定

CAN 通信協議中規定傳輸信號為短幀結構，具有傳輸時間短、抗干擾性強的優勢。同時具有優良的仲裁和同步機制、報文自動過濾重發、總線錯誤檢測機制，使得CAN 總線特別適用于穩定性、實時性要求高的控制網絡。CAN 總線規范定義了ISO規范中的物理層和數據鏈路層；一些國際組織定義了應用層，用戶可根據需要自行設計應用層。

為了滿足基于雙處理器架構的SRM 控制方案的需要，本文自定義了CAN 的應用層協議。通信采用標準幀結構，傳輸數據長度為2 個字節，其中傳輸數據高三位定義為功能碼，分別表示換相命令、轉速信號、控制命令和角度調節信號。

2.2 CAN 總線傳輸的帶寬分配

系統中主從控制器通過CAN 總線實現數據交換。系統中傳輸數據分別為換相命令、轉速信號、控制命令和角度調節信號。其中換相命令、轉速信號為周期性實時數據，控制命令和角度調節信號為非周期性實時數據，采用固定優先級調度的方法傳輸，設置傳輸優先級從高至低分別為控制命令、換相命令、角度調節信號和轉速信號。

此類數據發送基于事件觸發，換相命令在轉子位置滿足換相條件時立即被發送，若采用三相12/8極開關磁阻電機，電機每轉一轉，從控制器發送換相命令48 次。在電機高速運轉時，存在主從控制器之間交換數據量大，數據碰撞概率上升的問題，使得其實時性很難保證，為此采用類似時分原理的準時分機制，保證數據的實時性和確定性。定義電機一轉總線傳輸換相命令總時間為系統周期T，一次換相命令所需時間為基本周期1T 。由于電機工作在不同轉速，所以T 和1T 不是固定的，因此不能采用時間觸發機制的CAN 通信協議（TTCAN）[18]，但可采用類似時分原理的準時分機制。即可將單個電周期內換相命令發送間隔認為近似相同，把相鄰兩相發送時間間隔看作TTCAN 中的基本周期，換相命令及每個換相命令發送結束后觸發的轉速信號可近似為TTCAN 中的專有時間窗口發送；將控制命令和角度調節信號放在轉速信號發送結束后發送，即放在基本周期內的競爭時間窗口發送。此方式可避免由于數據競爭造成總線堵塞，進而影響數據傳輸的實時性。CAN 通信協議準時分結構如圖2 所示。

圖2 CAN 通信協議準時分結構圖Fig.2 The structure diagram of CAN protocol based on quasi time-division principle

圖2 中，圓周圖一周（1 個基本周期）表示3相12/8 極開關磁阻電機的1 個電周期，其中區間P1～P6 分別表示A、B、C 三相的開通、關斷命令及轉速的時間窗口，即專有時間窗口，換相命令發送后觸發轉速信號的發送；區間S1～S6 分別表示控制命令及角度調節信號的時間窗口，即競爭時間窗口。此方式避免了發送數據排隊以及隨機發送數據存在信息碰撞而產生的信息阻塞問題，一定程度上提高了系統的實時性。

2.3 系統延時分析

SRM 的運動是由定、轉子間氣隙磁阻的變化產生的，其遵循“磁阻最小原則”即磁通總是要沿著磁阻最小的路徑閉合。SRM 的驅動通常采用低速時的斬波控制（包括電流斬波和電壓斬波）和高速時的角度位置控制來實現。高速時，其控制參數為加于相繞組兩端的電壓、開通角和關斷角。

由于SRM 定、轉子的雙凸極結構以及磁路的高度飽和，使得其磁鏈和轉矩均為轉子位置和相電流的高度非線性函數。電機運行時，轉子的位置角不斷變化，電機繞組的電感也在最大電感量和最小電感量之間周期地變化。改變開通角和關斷角會影響電機繞組的電感，將產生不同的電流波形，從而影響電機輸出轉矩的大小和正負。設計中采用最優的開通角和關斷角，實現SRM 的最優轉矩輸出。但若由延遲使得開通角和關斷角滯后，造成換相不及時，會使相電流上升緩慢，最大值減小，導致電機輸出轉矩減小，電機帶載能力減弱。

控制器采用主從控制方式時，主從控制器間數據交換存在延時，尤其位置信號傳輸的延時，會導致電機換相不及時，因此，對系統中位置信號的延時進行分析是很有必要的。

為確保SRM 實時準確的位置控制，提高SRM的性能，對系統中主從控制器間數據交換導致的延時進行了分析。目前，CAN 總線普遍采用最糟糕響應時間分析方法[19-21]。在本文的主從控制系統中，系統延時Tdelay定義為從控制器采集轉子位置到主控制器開通/關斷功率驅動電路這一段時間。如圖3所示，系統延時可分為3 部分:從控制器采集轉子位置至換相判斷完成所用時間Tr、總線傳輸時間Tp及主控制器接收換相命令至開斷功率驅動電路所用時間sT 。由于主控制器DSP 運算速度較快，可達150Mbit/s，故sT 相對較小可忽略，因此系統延時主要由從控制器處理時間Tr和總線傳輸時間Tp決定。而Tr時間由從控制器軟件程序決定，即轉子位置采集模塊、格雷碼轉換模塊及換相位置判斷模塊決定，其時間固定，可通過實驗測試時長。總線傳輸時間Tp包括等待時間Twait和數據傳輸時間Tdata。

圖3 系統延時組成Fig.3 The composition of the system delay time

排隊等待時間Twait一般由報文優先級決定，具有不可預測性，可通過對其優先級進行算法優化來縮短優先級低的報文延時。本系統采用準時分原理的CAN 總線數據通信，避免了數據碰撞和排隊等待時間。故總線傳輸延時主要由數據傳輸延時 Tdata決定。

數據傳輸延時Tdata由報文的數據長度和通信比特率決定，本系統設定CAN 通信比特率傳輸速率為1Mbit/s，故只需確定報文傳輸長度。采用標準幀結構，其數據格式如圖4 所示。

圖4 標準幀數據格式Fig.4 The standard frame format

標準幀由幀起始、仲裁域、控制域、數據域、CRC 場、應答場和幀結束構成，根據CAN 協議規范，6 個連續的同極性位信號用來表征錯誤發生，CAN 控制器在連續的5 個同極性位之后要插入一個反極性位，接收時去掉填充位。因此，填充機制使得幀長度大于其原始長度。若在傳輸報文時未發生位填充，一幀消息的總長度可表示為

式中，Sm為一幀標準幀消息中的字節數；k 為消息中幀起始、仲裁域、控制域、CRC 序列的總位數，為34 位，其中前8Sm+k 位參與位填充，剩余13 位（即CRC 界定符、應答場和幀結束）不進行位填充操作。一幀消息在進行位填充操作后的總長度為

式中，j 為位填充發生次數，在最糟糕情況下，每隔4 位就添加一個相反的極性位，此時填充位數目最多，j 的最大值為

最糟糕的情況下一幀消息所用的傳輸時間為

式中，γ 為傳輸一位數據所用時間。

由式（1）和式（4）可計算出在無位填充和最糟糕情況下位填充時，CAN 總線傳輸不同數據長度消息幀的傳輸延時時長見表1。

表1 不同數據長度延時情況Tab.1 The delay time of different length of data

若傳輸數據長度為4B，當數據在不同CAN 通信比特率傳輸時，在無填充和最大填充情況下，延時情況見表2。

由表1 可知，CAN 總線發送字節數越大，位填充發生次數越多，通信傳輸延時越長。由表2 可知，CAN 通信比特率越低，通信傳輸延時越長，當傳輸4B 數據，CAN 比特率為250kbit/s 時，傳輸延時為316μs。因此，為盡可能縮短數據傳輸延時，在滿足系統要求條件下，選擇數據域長度為2B，并將無填充和最大填充兩種情況下傳輸延時的平均值作為控制電機延時補償的依據。

表2 不同CAN 通信比特率延時情況Tab.2 The delay time of different bit rate of CAN bus

2.4 系統延時補償

根據上述分析計算，可得總線傳輸延時Tp，而Tr由從控制器軟件程序決定，時間固定，可通過實驗測試時長，由Tp和Tr確定系統延時Tdelay。CAN通信比特率采用1Mbit/s，傳輸數據為2B，故Tp約為69.13μs，Tr通過定時器測量為12.5μs，因此系統延時Tdelay為81.63μs。電機滯后機械角度與轉速和系統延時之間的關系如式（5）所示。表3 給出了當系統延時為 81.63μs 時，不同轉速所對應的滯后角度。

由式（5）可知，電機轉速越高，系統延時造成的SRM 換相角度滯后越大。對3 相12/8 極SRM，當電機轉速為 1 500r/min，CAN 通信比特率為1Mbit/s 時，系統延時造成的滯后電角度為5.880°，為保證SRM 遠距離實時準確的位置控制，提高SRM驅動性能，本文將系統延時折算到不同轉速下的控制角度，對SRM 進行了角度補償控制。

表3 不同轉速下系統延時對應電機滯后角度Tab.3 The system delay in different speed corresponding to the lag angle of motor

3 實驗結果

本文以TI 公司的TMS320F2812 為主控制器，以Microchip 公司的dsPIC30F5015 為從控制器，搭建了雙處理器架構的開關磁阻電機控制系統，其中樣機為三相 12/8 極開關磁阻電機，額定功率為1.5kW，額定轉速為1 500r/min，功率變換器采用不對稱半橋電路。實驗平臺如圖5 所示。

圖5 雙處理器架構的開關磁阻電機實驗平臺Fig.5 The experiment platform of switched reluctance motor based on dual-processor framework

開通角和關斷角采用優化設計的角度，當電機運行于1 500r/min 時，在不同的CAN 通信比特率下，分別采用無延時補償和有延時補償兩種方案進行實驗，結果如圖6 所示。圖6a、圖6c、圖6e 分別為CAN 通信比特率采用1Mbit/s、500kbit/s、250kbit/s時，未進行延時補償的電機相電流波形，其對應的電機輸出轉矩分別為4.5N·m、3.5N·m 和1.3N·m。對比可知，較低的CAN 通信速率導致傳輸延時較大，造成SRM 換相不及時，使得電機的帶載能力嚴重下降。圖6b、圖6d、圖6f 分別為電機在1Mbit/s、500kbit/s、250kbit/s CAN 通信比特率下采用延時補償控制方法的相電流波形，其對應的輸出轉矩分別為6.6N·m、6.5N·m 和6.5N·m，輸出轉矩得到明顯改善。可見，充分考慮延時會造成換相滯后，并在電機角度控制時進行補償，可使實際的換相操作在優化設計的角度位置。

圖6 電機在CAN 通信不同比特率下的三相電流波形Fig.6 Three phase current wave of SRM when the CAN bus at different bit rate

當位置傳感器距離主控制器越遠時，CAN 總線通信的最大比特率就越低，造成的通信延時時間也越長；而電機運行轉速越高，延時造成的滯后角度越大。隨著系統延時時長增加，造成繞組實際開通和關斷位置相比最優開通角和關斷角滯后增多，導致電機輸出轉矩減小。為盡可能減小數據傳輸延時時間，本文將CAN 通信比特率設置為1Mbit/s，并補償了由于傳輸延時造成SRM 滯后動作的角度，保證了換相角在較理想的位置。實驗驗證了所提角度補償方案的正確性，提高了電機的運行性能。

4 結論

針對基于單處理器的開關磁阻電機控制系統存在處理器承擔任務過重、執行周期較長等問題，本文提出了雙處理器架構的開關磁阻電機控制方案，以實現開關磁阻電機的遠距離高性能控制。針對主從控制器間通信實時性問題，提出了基于轉子位置的準時分通信機制，減少了多種數據間的沖突，并在此基礎上分析并補償了報文傳輸延時，實驗結果表明，所提方法提高了系統的可靠性和實時性。

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