電動汽車用高性能電流型trans-Z源逆變器特性研究

郭強， 劉和平， 彭東林

(重慶大學輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室，重慶 400044))

電動汽車用高性能電流型trans-Z源逆變器特性研究

郭強， 劉和平， 彭東林

(重慶大學輸配電裝備及系統安全與新技術國家重點實驗室，重慶 400044))

鑒于對電動汽車驅動系統運行溫度及可靠性的嚴格要求，提出基于高性能電流型trans-Z源逆變器電機驅動系統，其拓撲是一種具有升-降壓功能的單級逆變器，具有能量雙向流動的特點。該系統能夠克服傳統驅動系統中缺點與不足:具有輸出電壓的任意升-降壓功能;無需直流母線電容，提供正弦驅動電壓，同時降低了硬件成本、提高了整個驅動系統的可靠性。文中詳細分析了系統工作原理并推導出不同運行模式的等效電路，建立多自由度控制下直通零狀態、開路零狀態與直流鏈電壓增益的映射關系;明確了系統在不同模式下的運行范圍，量化逆變器輸出電壓與控制變量及功率因數之間的關系。最后通過實驗驗證了理論分析的正確性與實用性。

電動汽車;電流型逆變器;trans-Z源;升壓-降壓;能量回饋

0 引 言

目前，純電動汽車和混合動力電動汽車采用電壓源型逆變器(voltage source inverter，VSI)作為其電驅動功率變換單元，然而在直流鏈將產生大量紋波電流，需要并聯高性能電容加以吸收，故增加了控制器的成本與體積［1］。尤其在高溫環境下運行時，電容器的使用壽命和處理紋波電流的能力迅速下降，既而降低逆變器的可靠性。此外，VSI還會受到來自同一橋臂上下開關管直通的威脅，為了防止直通的發生最為常用的方法是對驅動信號加入死區保護，但改變了原有調制信號的脈寬，導致輸出電流波形諧波畸變率增加，降低電機效率［2］。

電壓源型逆變器輸出電壓呈現脈沖序列，如圖1所示，直接驅動電機系統會產生高d v/d t的共模與差模電壓，增加繞組間的絕緣應力，降低電機使用壽命;同時產生大量電磁干擾，影響其它設備的正常工作［3］。

圖1 兩種類型逆變器拓撲結構和輸出電壓、電流波形Fig.1 Schematics of the two types of inverters including output voltage and current waveform s

當電動汽車保持相同的輸出功率，增加動力電池組電壓，工作電流將相應減小，因此可以降低逆變器、電機以及連接導線的損耗，并且有效提高整個驅動系統的功率密度。然而簡單的電池多節串聯會引起電池間容量的不平衡，導致電池組中某一節或幾節的健康狀態下降，引起電池組過早失效［4-5］。

Z源、準Z源逆變器的相繼提出，使得驅動系統的性能得到改善，但仍存在不足:直流鏈仍需要高容值電容器;實現能量雙向流動需要額外引入開關［6-7］。

為了進一步改善電動汽車驅動系統的性能，本文采用電流型逆變器(current source inverter，CSI)。拓撲結構如圖1所示，與電壓型逆變器相比具有下述優點:允許橋臂直通;無需直流母線電容;輸出正弦電壓;具有電壓提升能力。目前，電流型逆變器已被應用于交流電機驅動［8］，光伏并網發電［9］，風力發電［10］等領域。然而，當CSI作為電動汽車驅動時存在兩個問題:其一，CSI為升壓型變換器，無法實現降壓輸出;其二，功率單向流動，無法直接實現能量回饋。

電流型Z源逆變器的出現不僅繼承了傳統CSI中的優點，兼具有升-降壓的能力，而且僅采用二極管便實現能量的雙向流動［11-12］，但為了保證其正常運行，最大升壓比受到限制［13］。作為對上述拓撲的改進，提出了基于Z源衍化出的新型拓撲電流型trans-Z逆變器［14］，在進一步降低元器件數量的同時，利用藕合電感提高輸出電壓范圍。此外，隨著具有雙向阻斷能力的逆阻型IGBT的問世，可以有效地提高驅動系統的效率和功率密度［15］。

本文詳細分析了電流型trans-Z源逆變器的工作原理，推導出不同運行模式的等效電路，建立多自由度控制下直通零狀態、開路零狀態與直流鏈電壓增益的映射關系;研究驅動系統電動狀態下升壓、降壓模式以及能量回饋模式的運行范圍，量化逆變器輸出電壓與控制變量及功率因數之間的關系。最后，通過實驗結果驗證了理論分析的正確性與實用性。

1 傳統電流型逆變器

目前，電流型逆變器調制方式主要包括電流空間矢量脈寬調制(SVPWM)和正弦脈寬調制(SPWM)兩種方式。因SVPWM具有多自由度、高效性、易于數字實現等優點而多被采用［16］。

電流空間矢量包括6個有效電流矢量和3個零矢量，分別對應著不同的開關組合狀態。在一個開關周期Ts中，參考電流矢量通過相鄰兩個有效電流矢量以及零矢量合成得到，即滿足

其中有效矢量Iα，Iβ以及零矢量I0占空比表達式有:

其中:θk為電流矢量在某一扇區內的相對扇區角，且θk∈［0，π/3］;調制因數mc=Im/Idc，mc∈［0，1］; Im為輸出網側電流峰值，Idc為直流側電流;引入三相電壓與參考電流矢量初始相位差φ，則θk=π/6+ (kωiTs-φ)，在一個開關周期Ts內輸出相電流的平均值為

由式(2)與式(3)可得到三相輸出電流

根據瞬時功率理論，忽略逆變器損耗，有

式中:Vm為輸入相電壓峰值;cosφ為輸出功率因數。

等式(5)經整理得到

從等式(6)中不難看出電流源逆變器為升壓變換器，且輸出功率因數越低或調制因數越小時，輸出電壓將越高。顯然，電流源逆變器應用于電驅動時，將產生過大的啟動電流且不利于電機低速平穩運行;同樣，由于直流側供電電源為電池組，電壓極性不能改變，所以無法實現能量的回饋。因此，傳統CSI不能直接作為電動汽車驅動逆變器。

2 電流型trans-Z源逆變器

2.1 電路拓撲

新型電流型準Z源逆變器是將trans-Z源網絡引入到傳統CSI中，繼而形成電流型trans-Z源逆變器，不僅保持傳統CSI的優點，同時實現能量的雙向流動和電壓的升-降壓輸出，電路結構如圖2所示。與傳統CSI相比，僅增加包括二極管D1、電容Cz和藕合電感L1、L2在內的四個無源器件。與傳統電流型Z源逆變器相比，兩個獨立電感被藕合電感取代，通過改變匝數比從而有效提高輸出電壓范圍。

至此，電流型trans-Z逆變器包括幾方面的優點:拓撲僅為單級功率電路、結構簡單;無需直流母線電容;同時具有升壓、降壓功能;改善可靠性以及能量雙向流動。

圖2 新型電流型準Z源逆變器拓撲Fig.2 Topology of current-fed trans-Z-source inverter

2.2 工作原理分析

對于傳統CSI，開路狀態是嚴格禁止的，但電流型Z源逆變器將開路零狀態作為其正常運行狀態，如圖3所示，通過合理分配直通零矢量與開路零矢量作用時間，實現逆變器升-降壓輸出。因此，電流型Z源逆變器除了包括傳統CSI中9個電流矢量狀態外，額外增加兩個開路零狀態:上橋臂(S1，S3，S5)同時關斷及下橋臂(S4，S6，S2)同時關斷。

圖3 新型電流型trans-Z源逆變器調制信號Fig.3 M odulation signals for new current-fed trans-Z-source inverter

由此可知，新型電流型trans-Z源逆變器包括三種工作狀態:有效狀態、直通零狀態和開路零狀態，當假設任意開關周期內對應的時間占空比分別為Da、Dsh和Dop，且一定滿足Da+Dsh+Dop=1;為了便于電路分析，圖4中的藕合電感L1、L2采用其等效電氣模型結構［17］，得到三種狀態下的等效電路模型:

1)有效狀態時:等效電路如圖4(a)所示，逆變器工作在有效矢量狀態，從trans-Z源網絡的直流鏈角度，將逆變器側等效為一個電壓源，此時二極管D關斷，直流鏈電壓為相應有效矢量作用下的線電壓值，假定其平均值恒定不變，即vpn=Vpn，且電容電流表達式有

2)直通零狀態:等效電路如圖4(b)所示，二極管D關斷，逆變器側被短路，其直流鏈電壓vpn=0，電容電流表達式有

3)開路零狀態:等效電路如圖4(c)所示，二極管D導通，而逆變橋中所有開關管均被關斷，電容電流表達式有

假設直流輸入側電流紋波與勵磁電流紋波較小，可忽略不計，有im=Im，idc=Idc。其中Im表示勵磁電流直流分量，而Idc表示直流側電流直流分量。在穩態時，根據電容的安秒平衡法則，可得

圖4 新型電流型準Z源逆變器等效電路圖Fig.4 Equivalent circuits of new current-fed trans-Z-source inverter

整理式(10)得到

將式(7)和(8)代入式(11)，得到直通零狀態和有效狀態下直流鏈電流峰值

當處于開路零狀態時，存在電路關系vL1=Vc，vL2=nvL1，故可導出該狀態下直流鏈電壓

通過之前對電路的分析，三種狀態下直流電感L的電壓VL，分別為Vdc-Vpn，Vdc，Vdc-(n+1)Vc;并根據電感伏秒法則，得到

在穩態情況下有Vdc=Vc，整理式(14)得

明顯，直流電壓增益Vpn/Vdc由相互關聯的兩個控制變量(Dop和Da)共同決定。利用式(15)中兩個極限邊界狀態:Dop=0和Dsh=0，繪出直流電壓增益Vpn/Vdc與Da的關系，如圖5所示。

圖5 電流型trans-Z源逆變器直流鏈輸出電壓增益Fig.5 DC-link output voltage gain of new current-fed trans-Z-source inverter

當Dop=0時，Vpn/Vdc=1/Da，獲得與傳統CSI相同的直流電壓增益，隨著Da減小，增益比不斷增加，從而形成最大電壓增益極限邊界;而當Dop= 1-Da時，即傳統零矢量作用時間全部轉化為開路零狀態，Vpn/Vdc=n+1-n/Da，隨著Da的減小，其電壓增益比隨之降低，從而形成最小電壓增益極限邊界。如圖5所示，藕合電感匝數比逐漸增大時，當n由1增加到3時，其運行區域由區域I擴充至區域Ⅰ、ⅡI和Ⅲ之和，運行范圍顯著增加;當0＜Dop＜1-Da時，直流電壓增益位于兩個極限邊界之間，同一電壓增益對應著Dop與Da不同分配方式，因此需要合理控制以獲得所需的直流鏈電壓增益。

2.3 輸出-輸入電壓增益

經過上述推到，現已建立直流鏈電壓與輸入電壓關系，由圖5及公式(15)所示。然而，在實際電機驅動控制策略中，往往需要控制逆變器交流輸出電壓，因此有必要對新型電流型trans-Z源逆變器輸出-輸入電壓增益進行分析、推導。

基于SVPWM調制原理，當電流合成矢量位于扇區I時，θk∈［0，π/3］，由式(2)推到得到

由式(16)可知，Da隨扇區角θk的變化呈周期變化，且當θk=30°時，占空比Da有最大值，即Dmaxa=

mc得到交流側線電流峰值的表達式

根據功率平衡理論，忽略能量變換中間環節的損耗，建立直流側與交流輸出側等式關系

其中Vlin表示輸出側線電壓峰值;聯立(12)和(17)并代入式(18)，得到

當Dop=0時，表示新型電流源準Z源逆變器的零狀態中無開路零狀態，式(16)可簡化為

得到與傳統CSI相同的輸出-輸入電壓增益。

當Dop=1-Da時，傳統零矢量作用時間全部轉化為開路零狀態，為了獲得不同占空比Da所對應的極限輸出-輸入電壓增益，故采用恒定升壓比控制策略［18］，即

將式(21)代入式(19)中，有

由式(20)和(22)表明，兩種運行模式下，線電壓與輸入電壓的比值都僅與調制因數mc和輸出功率因數cosφ有關，且通過對兩種模式有效切換以及合理控制mc，可以實現逆變器輸出電壓的升壓、降壓運行。

3 運行模式分析

如圖5所示，當有匝數比n=2時，兩條邊界曲線所圍成的陰影部分I涵蓋逆變器的理想運行區域，因此作為電動汽車用逆變器驅動時，能夠實現降壓、升壓以及能量回饋。按照直流鏈電壓增益將陰影I分為三個運行區域:升壓運行、降壓運行和能量回饋。

3.1 高速區-升壓運行

當逆變器處于升壓運行時，由于CSI逆變器中IGBT與二極管串聯結構，導致CSI僅能實現能量的單向流動，使得直流鏈電流ipn僅具有單向流動性，其方向如圖4所示。根據矢量控制原理，直流鏈電壓表示為

由式(23)可知，Vpn隨著θk的增加在每個扇區內產生周期波動，為了便于分析，求其平均值

由式(24)不難看出，當cosφ＞0時，有Vpn＞0，繼而實現能量的正向流動;同時，為了使得新型電流源準Z源逆變器工作在最小應力的情況下，故要求系統工作在極限邊界曲線式(20)上。

然而，為了保證電路連續穩定的運行，當逆變器處于有效和直通零狀態時，二極管D須截止，有不等式

聯立式(17)，取n=2得到

故電壓升壓比應小于3，結合式(20)，得到正常升壓運行范圍內輸出-輸入電壓增益與cosφ、mc的對應關系，如圖6(a)所示。

3.2 低速區-降壓運行

當逆變器處于低速降壓運行時，同樣能量由電池經逆變器提供給電機負載，有Vpn/Vdc＞0，且聯立等式(15)有:

故得到Da的取值范圍，即2/3＜Da＜1。同時，為了使得新型電流源準Z源逆變器工作在最小應力的情況下，故要求系統工作在極限邊界曲線式(22)上。

整理得到正常降壓運行范圍內輸出-輸入電壓增益、cosφ與調制因數mc的對應關系，如圖6(b)所示。

3.3 能量回饋

針對僅能實現單向能量流動的CSI而言，電機由電動模式轉換為能量回饋模式時，常采用開關切換方式來完成電源極性的改變［19］。然而，新型電流型準Z源逆變器僅通過改變直流鏈電壓極性而實現能量回饋。

當處于能量回饋運行時，根據式(23)，且考慮到電源電壓Vdc極性無法改變，因此文中通過控制功率因數使其cosφ＜0，得到直流鏈電壓增益Vpn/Vdc＜0，實現能量的反向流動。同樣，聯立式(15)并采用恒最大調制策略，存在

得到系統在能量反饋運行模式下Da的取值范圍，即Da＜2/3。故在能量回饋模式下存在輸出-輸入電壓增益、cosφ與調制因數mc的對應關系，如圖6(c)所示。

圖6 不同運行模式下輸出-輸入電壓增益與功率因數和調制因數的關系Fig.6 The relationship among AC-DC voltage gain，power factor and modulation index during the different

4 實驗結果

為了驗證理論的正確性，搭建了一臺電流型trans-Z源逆變器樣機，其中控制芯片采用TI TMS320F2812，開關管(S1-S6)采用三菱PM400HSA120與二極管RM300HA-24F串聯結構，交流濾波電容C=22μF，直流濾波電感Ldc=4 mH;Z源網絡電容Cb=220μF，藕合電感L1=82 μH，L2=312μH;開關頻率15 kHz;為了減小開關管電應力與開關損耗，開關管兩端并聯RC緩沖電路。

圖7為升壓運行模式下逆變器直流側和交流側電壓、電流實驗波形。其中mc=0.55，無開路零矢量，由于為阻感負載，功率因數為0.92。圖中輸出線電壓峰值Vac=181V，輸入電池電壓為Vdc=78 V，此時輸出電壓增益為2.32，結果表明電流型trans-Z源逆變器能夠實現寬范圍升壓，且與理論計算值一致。

圖7 升壓運行模式下輸入輸出實驗波形Fig.7 Waveforms of the current-fed trans-Z-source inverter in Boost-mode operation

圖8為降壓運行模式下逆變器直流側和交流側電壓、電流實驗波形。其中mc=0.8，Dop=0.2，由于為阻感負載，功率因數為0.92。圖中輸出線電壓峰值Vac=45 V，電池電壓Vdc=78 V，此時輸出電壓增益為0.57，結果驗證其降壓特性，且與理論計算值一致。

圖8 降壓運行模式下輸入輸出實驗波形Fig.8 Waveforms of the current-fed trans-Z-source inverter in Buck-m ode operation

圖9為能量回饋模式下逆變器直流側和交流側電壓、電流實驗波形。其中mc=0.3，Dop=0.65，由于輸出相電流與電壓相位相差180°，此時功率因數為-1，電池吸收來自交流側功率。圖中輸出線電壓峰值Vac=90 V，輸入電池電壓為Vdc=25 V，此時輸出電壓增益為3.6，結果驗證其能夠實現能量回饋，且與理論計算值一致。

圖9 能量回饋模式下輸入輸出實驗波形Fig.9 W aveforms of the current-fed trans-Z-source inverter in regeneration-mode operation

5 結 論

本文針對新型電流型trans-Z源逆變器進行了詳細的研究，對其穩態工作原理進行了深入研究，推導出直流鏈電壓關系;詳細分析了應用于電動汽車的系統升壓、降壓運行和能量回饋三種工作模式。在保持傳統電流型逆變器優點的基礎上，高性能電流型trans-Z源逆變器還具有如下的優點:

1)具有升降壓功能，且利用藕合電感可將輸出電壓范圍進一步提高。

2)能夠實現功率的雙向流動，即能運行在電驅動模式和能量回饋模式。

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(編輯:張詩閣)

Current source inverter fed electric vehiclemotor drive system w ith high performance

GUO Qiang， LIU He-ping， PENG Dong-lin
(State Key Laboratory of Power Transmission Equipment&System Security and New Technology，Chongqing University，Chongqing 400044，China)

Considering the tougher standards on operation temperature and reliability，an electric vehicle (EV)motor drive system based on current-fed trans-Z source inverter was presented.The inverter is a single-stage topology，which has Buck-Boost characteristic and achieves bidirectional power flow.The drive system can overcome the drawbacks of the traditional EV drives.It can realize output voltage range from 0 to any times of battery voltage，requires no DC bus capacitors，and provides sinusoidal voltage output to themotor，reduces the inverter cost and the failure rate.The different operation states and the equivalent circuits of the system were elaborated.The mapping relationship of multi-degrees of control freedom between duty ratios of open-zero states，non-open states and DC-link voltage gain was established.The available range for different operationmodeswas discussed，and ac voltage of inverter versus modulation index and power factor was clarified.A prototype of current-fed trans-Z-source inverter was built，the experimental results were presented to verify the theoretical analysis.

electric vehicle;current source inverter;trans-Z source;Buck-Boost;regeneration

10.15938/j.emc.2015.05.011

TM 46

A

1007-449X(2015)05-0074-07

2014-02-27

國家重點實驗室自主研究項目(2007DA10512713302);國家自然科學基金重點資助項目(51127001)作者簡介:郭 強(1957—)，男，博士研究生，研究方向為大功率整流器、新型逆變器;

劉和平(1990—)，男，教授，博士生導師，研究方向為電力傳動及其控制技術、電動汽車;

彭東林(1952—)，男，教授，博士生導師，研究方向為精密測試技術及儀器。

郭 強