LLC諧振變換器的分析和設(shè)計(jì)

徐 東，高文根，王金橋

(1.安徽工程大學(xué) 檢測(cè)技術(shù)與節(jié)能裝置安徽省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 安徽 蕪湖 241000；2.奇瑞新能源汽車技術(shù)有限公司， 安徽 蕪湖 241000)

總體來(lái)說(shuō)，開關(guān)穩(wěn)壓電源根據(jù)功率開關(guān)管的控制方式不同分成PWM和諧振型兩種。由于開關(guān)穩(wěn)壓電源大頻率下還要能表現(xiàn)出高功率密度以及高效率的性能需求，因此使得人們對(duì)諧振型變換器產(chǎn)生了興趣[1]。由于在很多情況下都需要LLC諧振變換器的靜態(tài)指標(biāo)和動(dòng)態(tài)指標(biāo)以及系統(tǒng)的抗干擾能力滿足要求，但諧振變換器運(yùn)行狀況復(fù)雜，傳統(tǒng)的狀態(tài)空間近似不能滿足，所以合適的小信號(hào)建模方法對(duì)于系統(tǒng)而言重要性不言而喻[2]。文獻(xiàn)[3]對(duì)半橋LLC建立了穩(wěn)態(tài)模型以進(jìn)行參數(shù)優(yōu)化，但并未對(duì)動(dòng)態(tài)模型進(jìn)行分析。文獻(xiàn)[4]提出了一種適用于工程使用的改進(jìn)型等效電路模型，但并未給出校正和控制的設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[5]分析了LLC的工作原理，但不夠形象具體。本文詳細(xì)分析了LLC的工作過(guò)程，直觀地給出了各個(gè)器件在不同時(shí)期的開關(guān)狀態(tài)，并建立了頻域模型，設(shè)計(jì)了相應(yīng)的控制策略。

1 LLC的工作原理

LLC變換器拓?fù)湟?jiàn)圖1。變壓器的一次側(cè)有MOSFET功率管Q1、Q2，其中信號(hào)Vg1、Vg2分別是驅(qū)動(dòng)功率管的占空比為0.5的互補(bǔ)帶死區(qū)的信號(hào)，電感Lr、電容Cr、電感Lm構(gòu)成LLC的諧振腔，變壓器的次邊是全波整流和輸出濾波。

LLC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)因其運(yùn)行過(guò)程的特殊性使得運(yùn)行過(guò)程存在2個(gè)固有諧振頻率，分別為f1、f2：

開關(guān)頻率fs在f1

圖1 LLC變換器拓?fù)?/p>

LLC變換器在單個(gè)運(yùn)行周期具體可以細(xì)分成4個(gè)階段，LLC的主要工作模態(tài)如圖2所示。

階段1：t0

功率管Q2關(guān)斷，此時(shí)功率管Q1上的體寄生二極管導(dǎo)通。此時(shí)的開關(guān)頻率小于諧振腔的固有諧振頻率，諧振網(wǎng)絡(luò)可以理解為感性負(fù)載，電流與電壓的關(guān)系表現(xiàn)為電流滯后。驅(qū)動(dòng)信號(hào)VT2從零到閾值變化，根據(jù)諧振的原理可知諧振電感Lr流過(guò)的電流為從右向左并且逐漸減小，寄生電容C1在前一個(gè)周期是上正下負(fù)，之前的電流會(huì)將電容里面存儲(chǔ)的電荷放掉，功率管Q1兩端的電壓逐漸為零，諧振腔的阻抗特性和反向電流為功率管Q1的ZVS提供前提。此時(shí)Lm電壓由于諧振特性表現(xiàn)為上正下負(fù)，能量傳遞到二次側(cè)繞組，二次側(cè)快恢復(fù)二極管D1導(dǎo)通，全波整流電路開始工作，輸出電壓為Uo，變壓器匝比是定值n,所以Lm上的電壓為nUo，變壓器次邊的輸出被鉗位，所以此過(guò)程Lm與諧振過(guò)程無(wú)關(guān)，因?yàn)槟芰吭谙乃灾C振電流會(huì)逐漸減小。階段1結(jié)束。

階段2：t1

功率管Q1在t1時(shí)刻因驅(qū)動(dòng)信號(hào)VT2導(dǎo)通，次邊快恢復(fù)二極管D1導(dǎo)通，因?yàn)樽儔浩鞯淖饔茫叡汇Q位在nU0，Lm充電不介入諧振過(guò)程。ILr與ILm不停增加，當(dāng)ILm等于ILr時(shí)，階段2結(jié)束。變壓器一次側(cè)繞組電流近似為零，故變壓器二次側(cè)的電流為零，快恢復(fù)二極管D1流過(guò)的電流為零，此時(shí)二極管兩端的電壓依然存在，使得二極管表現(xiàn)ZCS。

圖2 LLC的主要工作模態(tài)

階段3：t2

此時(shí)ILm與ILr相等，次邊快恢復(fù)二極管關(guān)斷，變壓器次邊沒(méi)有輸出，主邊不再因?yàn)檩敵鲭妷憾汇Q位，即Lm兩端的電壓可以變化，Lm介入諧振過(guò)程。Lr和Lm共同諧振，f1

階段4：t3

功率管Q1、Q2關(guān)斷，即功率管處于死區(qū)時(shí)間，由于ILm與ILr相當(dāng)，輸出仍被變壓器隔離，此時(shí)諧振電感上的電流方向?yàn)閺淖蟮接也㈤_始向Q1的寄生電容充電，向功率管Q2的寄生電容放電。當(dāng)放電結(jié)束時(shí)，功率管Q2的體寄生二極管導(dǎo)通，在這個(gè)過(guò)程中，變壓器不傳遞能量，系統(tǒng)輸出只有靠電容Co提供。LLC變換器主要元器件工作模態(tài)見(jiàn)表1。

分析表1發(fā)現(xiàn)：

表1 LLC變換器主要元器件工作模態(tài)

1) 階段1的電流方向是因諧振腔的阻抗情況導(dǎo)致的，感性負(fù)載才能導(dǎo)致電流從右向左，并將Q1的寄生電容的電荷放掉，完成零電壓開通以降低開通損耗。負(fù)載的狀況是開關(guān)頻率決定，因此不合適的開關(guān)頻率可能會(huì)使得LLC不能全負(fù)載范圍ZVS。

2) 在次邊二極管都關(guān)斷時(shí)，變壓器起著隔離作用，此時(shí)Lm會(huì)介入諧振。

3)Q1、Q2、D1截止時(shí)，Lm參與諧振，輸出電壓由電容Co提供，且輸出沒(méi)有濾波電感，所以要求Co的容值較大。

4) 階段4的時(shí)間長(zhǎng)短(即死區(qū)時(shí)間)是開關(guān)管ZVS能否實(shí)現(xiàn)的制約條件之一，合理設(shè)置死區(qū)時(shí)間也是設(shè)計(jì)的重點(diǎn)[6-7]。

2 LLC諧振變換器的小信號(hào)建模

常見(jiàn)的開關(guān)電源建模方法有狀態(tài)空間法[5]、等效電路法[8]、擴(kuò)展函數(shù)描述法[9-11]。考慮到狀態(tài)空間平均法應(yīng)用于諧振電路時(shí)誤差較大，擴(kuò)展函數(shù)描述法求解傳遞函數(shù)的過(guò)程復(fù)雜，所以本文使用等效電路法建立LLC的小信號(hào)模型。等效電路法的基本方法是：對(duì)于LLC中的各個(gè)元件逐個(gè)列出關(guān)系式，用近似和平衡的方法求解表達(dá)式，求出其穩(wěn)態(tài)模型和小信號(hào)線性模型。每個(gè)電信號(hào)都可以理解為正弦信號(hào)與余弦信號(hào)的疊加形式：

i(t)≈is(t)sinωst+ic(t)cosωst

(1)

v(t)≈vs(t)sinωst+vc(t)cosωst

(2)

圖3 電感伏安瞬時(shí)形式

電感原件的小信號(hào)模型見(jiàn)圖3。

(3)

將式(1)(2)代入式(3)得：

(4)

(5)

Vs=-ΩsLic,Vc=ΩsLis

圖4 電感的小信號(hào)模型

同理，求出其他元器件如電容、電阻以及開關(guān)網(wǎng)絡(luò)、全波整流電路的小信號(hào)等效電路模型，最后得到整個(gè)LLC拓?fù)涞男⌒盘?hào)等效電路模型，如圖5所示。

圖5 LLC變換器小信號(hào)數(shù)學(xué)模型

求得控制信號(hào)即開關(guān)頻率—LLC輸出的傳遞函數(shù)關(guān)系式為：

(6)

(7)

3 控制策略

圖6 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

由于LLC的傳遞函數(shù)是0型有靜差，故而要引入積分環(huán)節(jié)。PI比例積分控制實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，魯棒性強(qiáng)，是工程實(shí)踐中應(yīng)用最廣泛的控制器[12]。它包括比例環(huán)節(jié)和積分環(huán)節(jié)，加入PI控制可以使系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)過(guò)程快速、平穩(wěn)、準(zhǔn)確。PI控制器相當(dāng)于在原點(diǎn)引進(jìn)了一個(gè)極點(diǎn)，能夠減少和控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，還能提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)特性。

圖6為閉環(huán)系統(tǒng)的概念圖[13]。其中：Gc(s)是校正環(huán)節(jié)的頻域模型；H(s)是AD采樣的頻域模型；Gvco(s)為PFM產(chǎn)生器的頻域模型。在一定的條件下，可以把AD采樣和PFM產(chǎn)生器理解為成線性系數(shù)[14-15]。

系統(tǒng)參數(shù)為Vin=110 V、n=4.58，Lr=27 μF，Cr=90 nF，Lm=112 μF，RL=2.4 Ω，開關(guān)頻率為100 kHz，Gvco(s)=10 kHz/V，H(s)=0.2，代入式(6)，可得系統(tǒng)傳遞函數(shù)：

圖7 LLC系統(tǒng)補(bǔ)償前后的伯德圖

LLC系統(tǒng)的直流增益較小，為了閉環(huán)穩(wěn)定[16]需要適當(dāng)增大，開關(guān)頻率的1/5～1/10應(yīng)為補(bǔ)償后的截止頻率，故經(jīng)過(guò)設(shè)計(jì)選擇補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的K=65，Ti=300e-6。補(bǔ)償前后的伯德圖如圖7所示。其中，G0表示未補(bǔ)償系統(tǒng)的伯德圖，G1為補(bǔ)償之后的伯德圖。

在Matlab的Simulink環(huán)境下搭建仿真平臺(tái)，平臺(tái)內(nèi)包括主電路部分、比較補(bǔ)償部分、VCO部分。Simulink中沒(méi)有根據(jù)電壓信號(hào)不同產(chǎn)生不同頻率的方波信號(hào)的模塊，所以其中VCO部分使用Matlab中的S函數(shù)編寫。S函數(shù)可以使用多種語(yǔ)言編寫，實(shí)現(xiàn)連續(xù)離散信號(hào)的生成，在此之前要完成S函數(shù)的初始化，選擇合適的解法器。本文使用S函數(shù)M文件的模板格式編寫，大大增加了開發(fā)模塊的可靠性。

對(duì)比校正補(bǔ)償與開環(huán)的仿真，見(jiàn)圖8。

圖8 系統(tǒng)Simulink環(huán)境仿真圖

仿真的輸出波形如圖9所示，實(shí)線為開環(huán)輸出電壓響應(yīng)曲線，虛線為閉環(huán)輸出響應(yīng)曲線。圖10表示在某一時(shí)刻突加負(fù)載時(shí)輸出的響應(yīng)曲線。從仿真結(jié)果看：系統(tǒng)具有很好的調(diào)節(jié)特性和穩(wěn)態(tài)特性，由于PI的加入使得LLC系統(tǒng)的超調(diào)量減少，但犧牲了系統(tǒng)的反應(yīng)時(shí)間。在3 ms時(shí)突加負(fù)載或突減負(fù)載，0.2 ms左右后系統(tǒng)穩(wěn)定，證明了系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗干擾能力。系統(tǒng)良好的穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能說(shuō)明了數(shù)學(xué)模型的合理性和控制策略的正確性。

圖9 LLC輸出響應(yīng)曲線

圖11 突減負(fù)載響應(yīng)

4 結(jié)束語(yǔ)

本文詳盡說(shuō)明了LLC的工作機(jī)制，直觀地繪制了主要器件的開通截止?fàn)顩r，依據(jù)建立的數(shù)學(xué)模型，得到了LLC變換器的頻域模型，并設(shè)計(jì)了保持穩(wěn)定和抗擾動(dòng)輸出的控制方法。運(yùn)用S函數(shù)設(shè)計(jì)了VCO模塊，最后采用Matlab驗(yàn)證了VCO模塊以及控制策略設(shè)計(jì)的合理性。

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