基于Class-D功率放大的超聲波電動機驅動方案

陳 雷，潘 松，徐張凡

(南京航空航天大學，南京 210016)

0 引 言

超聲波電動機是一種新概念的微特電機。超聲波電動機利用壓電材料的逆壓電效應，讓定子振動在超聲頻域內，通過摩擦耦合將定子的振動轉化為轉子的轉動或動子的直線運動。由于超聲波電動機具有較新的原理和結構，與傳統電磁電機相比具有響應快、噪聲小、低速大轉矩、易控制和不受電磁干擾等優點，因此超聲波電動機在航空航天、仿生機械、醫療器械等領域得到廣泛應用[1-5]。

目前的超聲波電動機驅動技術使得超聲波電動機展示了其特殊優越性，但是這些驅動技術主要是按電機的速度、力矩作為指標設計的，驅動電壓較大，電機運行的穩定性、效率有待進一步提高。鑒于此，在超聲波電動機現有的驅動技術基礎之上，應向提高驅動系統整體效率的方向發展[6]。

超聲波電動機驅動控制器的體積相對電機而言較大，在實際應用中受到很大的限制。因此，要將超聲波電動機商品化，必須使驅動、控制系統小型化[7]。

對于驅動器而言，超聲波電動機是一個容性負載，這對驅動器提出了一些特殊要求。常規旋轉行波超聲波電動機的驅動信號為兩相相差90°的正弦信號，頻率為30 kHz～50 kHz，電壓峰峰值在100～600 V。國內外開發的驅動器普遍采用正弦信號直接放大方案和脈寬調制(PWM)逆變式驅動方案[8]。

在正弦信號直接放大方案中，信號發生器和大型功率放大器直接產生兩路高壓具有相位差的正弦信號來驅動超聲波電動機。大型功率放大器和信號發生器均具有較大體積，只適用于實驗室進行實驗探究[9]。

在PWM逆變式驅動方案中，PWM發生器生成四路頻率可變、相位互差90°的PWM波信號,功率放大/匹配電路將4路PWM信號放大產生兩相相差90°的正弦功率信號[10]。脈寬調制逆變式驅動方案中，方波信號在被功率放大/匹配電路放大和濾波成正弦功率信號時引入了大量低次諧波，波形容易失真，能量在功率放大和濾波過程中有較大的損耗。

本文從驅動器小型化和減小驅動信號失真的角度出發，以嵌入式微處理器為核心，基于有源濾波器和Class-D(D類)功率放大芯片，研究了一種新型高性能超聲波電動機驅動方案。基于有源濾波器的正弦信號發生器，能產生諧波分量較小的正弦信號，并具有較小的體積。理論上Class-D功率放大的效率高達90%，輸出信號為單極性SPWM差分信號，諧波分量較PWM波更小，可以提供失真度更小的驅動波形，提高驅動器能量轉化效率[11]。

1 系統硬件設計

1.1 總體設計

為滿足超聲波電動機對驅動器的要求，提出了如圖1所示的驅動方案。采用數字信號處理(DSP)芯片為控制核心，設計了新型驅動器。該芯片產生兩路頻率可調的相位差為90°的PWM波，并為MAX295芯片提供高頻時鐘信號。基于MAX295的正弦信號發生器將兩路PWM波轉化為兩路相位差為90°正弦信號。Class-D功率放大芯片TPA3116D2將兩路信號轉化為兩組差分SPWM波。通過變壓器將兩組SPWM波升壓，最后通過匹配電路產生正弦功率信號，從而實現電機起停、正反轉及調頻調速的功能。

圖1 驅動器硬件框圖

1.2 正弦信號發生器設計

有源濾波器MAX295芯片是Maxim公司的八階巴特沃斯濾波器。巴特沃斯濾波器為一種有源低通濾波器，工作原理為濾除方波信號中頻率高于截止頻率的諧波分量，得到與方波信號頻率相等的正弦信號，并提供無功補償。八階巴特沃斯濾波器可以等效為如圖2所示的基本梯形濾波器電路結構。

圖2 等效基本梯形濾波器電路結構

巴特沃斯濾波器的特點是頻率響應曲線在通頻帶和阻頻帶內都很平坦，過渡帶較長，通過增加濾波器階數可以有效減小過渡帶長度。

有源濾波器MAX295芯片的3 dB截止頻率范圍為0.1 Hz～50 kHz，時鐘頻率對3 dB截止頻率的比為50∶1。旋轉行波環形超聲波電動機的驅動頻率范圍為37 kHz～45 kHz，最高驅動頻率小于50 kHz，因此,嵌入式處理器的時鐘信號滿足MAX295的時鐘頻率要求，MAX295產生的正弦波信號可滿足驅動頻率要求。

該正弦信號發生器的電路圖和實物圖如圖3和圖4所示。時鐘信號和兩路相位差為90°的PWM波均由DSP芯片提供，時鐘信號和PWM波頻率比保持為50∶1，可以調節可調電阻來得到不同幅值的正弦信號。正弦信號發生器產生的正弦波信號如圖5所示。

圖3 正弦信號發生器電路圖(單相)

圖5 兩相正弦信號波形

時鐘信號的頻率、PWM波的頻率和相位可通過嵌入式處理器的寄存器值配置來調節。通過調節可調電阻對輸出信號分壓，實現對正弦信號幅值的調節。實驗結果顯示，該正弦信發生器具有較好的信號參數調節性能。

1.3 功率放大電路設計

功率放大電路基于Class-D音頻芯片設計，采用TI公司雙通道50 W的模擬輸入音頻功放芯片TPA3116D2。

TPA3116D2具有左右兩路聲道，可為超聲波電動機的兩相提供輸出信號。信號輸入端支持單端或差分輸入，本文采用單端輸入的方式。在信號輸入端使用電容濾除正弦信號中的直流分量。芯片內部通過控制開關元件的通斷產生兩組SPWM差分波形[12]。該芯片作為音頻功放芯片，輸出信號的頻率為20 Hz～22 kHz，TRUM-40電機最高驅動頻率為45 kHz左右，實驗結果顯示，該款芯片也可以提供30 kHz～50 kHz的正弦信號輸出，能夠滿足超聲波電動機的驅動要求。該芯片的載波頻率調節范圍為400 kHz～1 200 kHz，滿足過采樣要求。本文采用的參數為載波頻率400 kHz，功率增益26 dB。

根據選擇的參數，功率放大電路的電路圖和實物圖如圖6和圖7所示。

圖6 功率放大電路原理圖

圖7 功率放大電路實物圖

在輸入頻率為43 kHz，峰峰值為400 mV的正弦信號時，單通道輸出的兩路SPWM的差分信號如圖8所示。圖9為兩路差分信號差分得到的單極性SPWM波。根據面積等效原理，不同窄脈沖面積相同且形狀不同時，其在慣性環節的輸出波形基本相同，低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異[10]。對于超聲波電動機，單極性的SPWM波可等效為圖9中虛線所示的正弦波。

圖8 TPA3116D2單通道輸出差分信號

圖9 TPA3116D2單通道輸出的相對電位差

在音頻功放芯片的輸出端，通常采用LC低通濾波，來濾除SPWM波中的二次和三次諧波。本方案利用超聲波電動機本身的容性負載和變壓器副邊漏感構成低通濾波器，將SPWM波濾成正弦波。

1.4 變壓器及匹配電路設計

根據TRUM-40電機15 W的功率、40 kHz的驅動頻率以及300～400 V的峰峰值驅動電壓等參數要求，設計了變比為1∶15和1∶20的變壓器。表1為變壓器選用參數。

表1 變壓器設計參數

匹配電路主要用于濾波和無功補償。在PWM逆變式驅動器中，超聲波電動機為容性負載，可以串聯電感構成低通濾波器，濾掉PWM波中的三次諧波和五次諧波等高次諧波分量，有效地改善輸出電壓和電流的波形，但PWM波的諧波分量較大，能量損失較高。SPWM波形主要諧波分量為二次諧波和三次諧波[13]，且增益較小，在本方案中只需利用變壓器副邊漏感即可構成低通濾波器，能量損失更小。TRUM-40電機和副邊漏感組成的電路仍然呈容性，需要進一步設計匹配模塊，提高驅動器效率。

圖10為Class-D驅動方案的單相匹配電路。LT為變壓器副邊漏感，Rm和Cm為超聲波電動機的等效負載，LT和Cm構成了低通濾波器；Lm為并聯匹配電感，用于補償無功功率。

圖10 Class-D音頻功放驅動方案單相匹配電路

使用阻抗分析儀測量待匹配電路的阻抗，然后計算，使電路呈現阻性所需的并聯匹配電感值。由于阻抗分析儀只能測出電路在低電壓下的阻抗特性，和工作狀態下電路的阻抗特性有較大區別，因此本文還需要對匹配電感的電感值進一步修正。使用可調電感進行調試匹配，當電機空載轉速穩定在60 r/min時，選取電源電流最小時的電感。實驗結果顯示，TRUM-40電機的匹配電感值為4.2 mH～4.5 mH。

2 驅動電路拓撲分析

超聲波電動機作為驅動器的負載，當電機工作在共振和反共振頻率附近時可以近似等效為電容與電阻的并聯[14]。PWM逆變式驅動方案需要電機工作頻率與LC匹配電路諧振頻率接近，其電路等效模型如圖11所示。

圖11 PWM逆變式驅動方案等效電路圖

圖11中，電感L和電容C構成LC諧振網絡。電阻Rm和電容Cm為超聲波電動機的等效負載。超聲波電動機的功率主要由方波的基波控制，它必須由LC諧振網絡和電機負載共同作用才能產生正弦波。在恒壓驅動條件下，當電機負載特性發生變化時，超聲波電動機兩端的真正電壓較高，且電壓對負載變化較敏感，導致電機振動特性變化。這些電路特性難以實現較好的匹配電路。

基于Class-D音頻功放的驅動方案，其電路等效模型如圖12所示。

圖12 Class-D音頻功放驅動方案等效電路圖

圖12中，Llk為變壓器副邊漏感，Lma為并聯匹配電感。驅動波形為差分SPWM波，諧波分量較方波更小，使用變壓器漏感和電機的容性負載即可構成LC低通濾波網絡，產生正弦波驅動電機。當電機負載特性發生變化時，AB兩點之間電壓不會發生明顯變化，對負載變化不敏感。這些特性更有利于匹配電路的設計，產生的驅動波形具有更小的諧波分量。

單極性SPWM波的重要參數包括調制波頻率和載波頻率，載波頻率與調制波頻率之比(載波比)較小會導致SPWM波中的諧波分量較大。載波比最大值受嵌入式處理器的硬件限制。在本文中，調制波可近似認為頻率等于電機驅動頻率的正弦波，載波為頻率400 kHz的雙極性等腰三角波。單極性SPWM輸出波形數學表達式如下[15]:

(1)

式中：Uo為調制正弦波；uc為雙極性等腰三角波；Ud為SPWM波峰峰值。設置電機驅動頻率為40 kHz，使用Simulink仿真軟件對該參數下的單極性SPWM波進行頻譜分析，分析結果如圖13所示。仿真結果顯示單極性SPWM波的主要諧波分量為二次諧波和三次諧波，二次諧波的幅值相當于基波幅值的50%，三次諧波的幅值相當于基波幅值的40%。

圖13 單極性SPWM波頻譜分析仿真結果

單極性SPWM波經過LC低通濾波網絡后，得到的電機驅動波形的頻譜分析結果如圖14所示。二次諧波幅值相對于基波幅值的百分比從50%下降至10%，三次諧波幅值相對于基波幅值的百分比從40%下降至5%，產生的驅動波形較為接近正弦波形。

圖14 電機驅動波形頻譜分析仿真結果

雖然PWM波的主要諧波分量(三次諧波、五次諧波)的增益比單極性SPWM波稍小，但是PWM逆變式驅動方案的功率放大電路容易在開關管開閉時引入更大的諧波分量；PWM逆變驅動方案的匹配電路對匹配電感及電容的精確度要求更高；功率方波經過濾波后，驅動波形的諧波分量比SPWM波更大。綜上所述，Class-D音頻功放驅動方案電路更容易實現，驅動波形諧波分量更小。

3 實驗結果

使用PWM逆變式驅動器和Class-D方案驅動器對同一臺TRUM-40電機進行驅動實驗，從輸出波形和電機性能兩方面對兩種方案進行比較。

3.1 波形對比分析

圖15為使用PWM逆變式驅動器的TRUM-40電機在70 r/min轉速下的驅動電壓波形，電源電壓為12 V，頻率為43 kHz，此時電源電流約為0.5 A。通過示波器的FFT功能可見，驅動信號中還有較多諧波分量，主要為三次和五次諧波等高次諧波，僅三次諧波就達到23 dB。除此之外，還含有大量高次諧波。

(a) 輸出波形

(b) 輸出波形FFT分析

圖16為Class-D驅動方案的輸出波形，電源電壓為12 V，驅動電壓峰峰值為240 V，此時電機可正常起動。波形在波峰波谷處有較小失真。通過示波器的FFT功能對波形分析可看出，主要諧波分量是增益為7.5 dB左右的二次和三次諧波，和一些增益較小的高頻諧波，明顯比PWM逆變式的諧波分量少。

(a) 輸出波形

(b) 輸出波形FFT分析

驅動電壓峰峰值上升至300 V時，電機的電壓波形如圖17所示。當驅動電壓峰峰值增大時，波形失真變化程度較小。電機轉速達到70 r/min，電源電流為0.4 A左右，Class-D驅動方案比PWM逆變式驅動器的電源電流小0.1 A左右。通過示波器的FFT功能對輸出波形進行分析可見，諧波分量與峰峰值240 V的輸出波形的諧波分量類似，主要還是二次和三次諧波，增益略有提升，達到9 dB。

(a) 輸出波形

(b) 輸出波形FFT分析

為了進一步減少驅動波形中的諧波分量以及改善電流波形，可以進一步調節由變壓器漏感和電機容性負載所構成的低通濾波器的時間常數，改善濾波效果，也可以將SPWM波的載波頻率提高至1.2 MHz，提高信噪比，使驅動信號更加平滑。

3.2 兩種方案的性能測試

對兩種驅動方案的輸出轉速和轉矩進行測試。電源電壓都為12 V，電機驅動頻率選用41 kHz，測試結果如圖18所示。

兩種方案的輸出轉矩和轉速相差較小，輸出功率基本相同。PWM逆變式驅動器驅動電機的空載電流為0.58 A，堵轉電流為0.65 A；Class-D方案驅動器驅動電機的空載電流為0.38 A，堵轉電流0.47 A。在輸出功率相同的條件下，Class-D方案驅動器的電源功率均比PWM逆變式驅動器小，Class-D方案的驅動器對電能的轉化效率明顯高于PWM逆變式驅動器的轉化效率。

圖18 PWM逆變方案與Class-D方案輸出轉矩和轉速對比

3.3 Class-D方案高低溫驅動實驗

PWM逆變式驅動器在功率放大電路中使用了開關管，電機工作時發熱現象嚴重，在環境溫度不太高時就需要配備散熱片來散熱。

在Class-D方案中，TPA3116D2也具有較大的發熱量，功率放大電路的電流值容易受溫度影響，因此在高低溫實驗箱中測量了Class-D方案驅動器在不同環境溫度下驅動TRUM-40電機的空載電流，檢驗該驅動器能否在較高環境溫度下正常工作。電機工作狀態參數為驅動電壓峰峰值330 V，頻率41 kHz，測量電機工作20 min后，測得的電源電流數據如圖19所示。

圖19 Class-D方案驅動器在不同環境溫度下電源電流曲線

實驗數據顯示，Class-D方案驅動器在TPA3116D2芯片沒有加裝散熱片的情況下，其空載電源電流對環境溫度不敏感，在芯片工作溫度范圍內,空載電流穩定在0.37～0.39 A。該驅動器具有較好的熱穩定性，更適合應用在一些工作環境較為惡劣的場合。

3.4 驅動方案性能對比

從驅動電路的復雜程度來看，Class-D方案驅動器需要額外的正弦信號發生器，但是其功率放大電路只需一片TPA3116D2芯片，電路結構比PWM逆變驅動方案更簡單。

從驅動器輸出波形來看，Class-D方案驅動器的輸出波形失真較小，更接近正弦波；PWM逆變式驅動器的輸出波形在波峰波谷處失真明顯，主要諧波為三次諧波和五次諧波等高次諧波，且增益較大。

從驅動器效率來看，兩種方案驅動器分別驅動電機，輸出功率相同時，Class-D方案的電源功率更小，其效率明顯高于PWM逆變式驅動器。

兩種驅動器的綜合性能對比如表2所示。

表2 兩種驅動器的性能對比

4 結 語

本文基于有源濾波器和Class-D功率放大芯片，設計了一種新型超聲波電動機驅動方案，用于驅動超聲波電動機。使用DSP和MAX295芯片得到兩路相位差為90°的正弦信號，再通過基于Class-D功率放大芯片TPA3116D2的功率放大電路和相應的變壓器進行功率和電壓放大并直接用于驅動超聲波電動機，最后通過并聯匹配電感對電機進行無功補償。實驗結果顯示，與傳統的PWM逆變式驅動器相比，本驅動方案具有諧波分量小、體積小、效率高、結構簡單等優點。同時，本文驅動方案可進一步優化，有效提高超聲波電動機驅動器的驅動性能，減小超聲波電動機驅動器的體積。