一種低功耗無線攜能通信中整流電路集成上行鏈路的研究

孫雪曼，武鵬德，劉長軍

四川大學 電子信息學院，四川 成都 610064

隨著物聯網(internet of things,IoT)的快速發展，無線傳感器網絡(wireless sensor networks,WSNs)作為其“感知層”最主要的組成部分得到廣泛應用[1?4]。目前，傳感器大多使用容量和壽命有限的電池供電，其維護成本高，且廢舊電池還會破壞生態環境[3?5]。因此，WSNs 節點的能量供給是一個迫在眉睫的問題。

無線攜能通信(simultaneous wireless information and power transfer,SWIPT)是解決上述問題的有效方法之一。SWIPT 是無線信息傳輸和無線能量傳輸相交叉、結合的產物，旨在實現信息與能量的并行傳輸[6]。SWIPT 的相關技術中，通過減少傳感器的收發機功耗、充分利用整流產生的諧波能量，能在實現低功耗無線通信和遠距離讀取的同時使無電池成為可能[7]。

在諧波通信的應用中，文獻[8]利用三次諧波來進行天線極化方向的對準。文獻[9]提出一種利用二次諧波相位變化編碼溫度信息的無源無線溫度傳感器。文獻[10]提出了應用于5G 物聯網應用的無源諧波轉發機。文獻[11]提出了低功耗遠距離傳輸的諧波轉發器。為減少通信中信息解碼的功耗，文獻[12?13]提出了一種兼具接收信息和收集能量作用的整流接收集成結構。文獻[14]提出了一種不采用任何有源器件的接收集成電路結構用于實現接收能量和通信信號的同時進行。本文提出的整流發射集成結構(integrated rectifiertransmitter,IRT)利用整流產生的二次諧波作為上行基帶信號的載波，并通過可重構帶阻濾波器(band stop filter,BSF)對二次諧波調幅實現無線上行攜能通信。

1 整流發射集成原理

本文提出的IRT 結構是由工作于f0的整流電路、2f0的可重構BSF 和直流負載組成，其整體結構原理如圖1 所示。IRT 結構傳回基站的上行鏈路信號是通過對整流產生的二次諧波進行調幅實現的。

圖1 IRT 結構原理

如圖1 所示，當天線接收到來自基站的正弦信號f0后，會將其傳輸給IRT 結構，通過整流電路將射頻能量轉換成直流輸出給無線傳感器，而傳感器采集的數據將用于二次諧波信號的幅度調制。

由于整流電路在工作時會產生高次諧波，其中二次諧波攜帶的能量最大，選其作為上行基帶信號的載波。通過可重構BSF 對二次諧波調幅后，2f0的信號會由天線傳回基站，實現低功率無線上行通信。

為減少二次諧波調制對整流電路轉換效率的影響，BSF 在f0的插入損耗應越小越好。本文選擇的BSF 使用在通帶具有低損耗的可重構缺陷地結構(defected ground structure,DGS)。

2 系統設計及實驗測量

2.1 可重構帶阻濾波器

BSF 由2 個蝕刻在金屬地的對稱耦合DGS 諧振器組成，通過50 Ω 微帶線饋電，其諧振單元可以等效為LC 并聯諧振器，等效電路如圖2 所示。

圖2 DGS 版圖及其單元等效圖

圖中Lp和Cp的值可以通過式(1)和式(2)確認[15]：

式中：fc是3 dB 的阻帶截止頻率；fp是諧振頻率。

通過放置短路橋在如圖2 所示的位置來模擬BSF 的可重構性。當放置短路橋時，諧振器的槽長度減少，諧振頻率增加。可重構BSF 的|S21|仿真結果如圖3 所示，在沒有短路橋時，BSF 的諧振頻率為4.8 GHz，而放置短路橋后其諧振頻率增加到了7.95 GHz。

圖3 放置/不放置短路橋的|S21|

實驗采用Rogers 4350B 的介質基板，介電常數3.66，損耗正切0.002。圖3 還給出了1 GHz和6 GHz 2 種狀態下可重構BSF 的|S21|測量結果，其插入損耗在0～3.2 GHz 時小于0.2 dB；在放置2 個短橋后，以4.8 GHz 為中心的阻帶被消除。從圖3 可以看出，仿真與測量結果基本吻合。

2.2 BSF 可調諧的實現

通過使用PIN 二極管替代上述2 個短路橋來實現BSF 的可調諧。配置有PIN 二極管和偏置電路的可重構BSF 如圖4 所示，這些二極管的位置與圖2 中短路橋的放置位置大致相同，所需偏置由金屬過孔提供,該過孔連接了基板上表面的射頻扼流圈和下表面的DGS 諧振器。BSF 利用0.15 mm 的縫隙切斷可重構DGS 和金屬地面的直流聯系，再通過2 個貼片電容來恢復DGS 的射頻回路。

圖4 帶有PIN 二極管和偏置電路的BSF

可重構BSF 的電路響應變化如圖5 所示，圖中給出了0、10、100 和1 000 μA 偏置電流下的|S21| 測量結果。從圖5 可以看出，隨著偏置電流的增大，4.8 GHz 附近的阻帶逐漸消失。

圖5 4 種偏置電流下DGS 的|S21|

2.3 整流電路的設計

從圖5 可知可重構 BSF 的最佳衰減范圍在4.8 GHz，因此IRT 結構中整流電路的工作頻率設置為2.4 GHz，提高可重構BSF 對整流產生的二次諧波的調幅深度。圖6 給出了整流電路的設計原理圖，使用終端短路枝節ZL和集總電感LM來抵消整流二極管的虛部阻抗，再利用電感LL和電容組成的低通濾波器過濾射頻信號，實現直流輸出。

圖6 整流電路原理

3 結構的實現和實驗結果

圖4 和圖6 還給出了IRT 結構的實物圖，實驗采用介電常數為3.66、正切損耗為0.002、高度為0.762 mm 的Rogers 4350B 介質板。從圖4 和圖6 可以看出整流電路和可重構BSF 集成在了一起。

測量系統如圖7 所示。IRT 結構的基波功率信號由射頻信號源提供，產生的二次諧波通過20 dB定向耦合器直接耦合到頻譜分析儀進行數字解調。利用信號發生器模擬上行基帶信號，并對可重構BSF 進行動態偏置。改變射頻信號源的輸入功率和頻率，測量1 kΩ 負載上的直流電壓，得到IRT 結構RF-DC 的整流效率。

圖7 測量系統

圖8 給出了0、?10、?20 dBm 輸入功率下，不同偏置電流與二次諧波能量P2f0的關系。當輸入的偏置電流在0～50 μA 內時，P2f0與偏置電流成正比；隨著電流從50 μA 增加到100 μA，曲線變緩；當輸入的偏置電流大于100 μA 時，諧波能量達到飽和。

圖8 偏置電流與二次諧波能量

0、10、100 μA 偏置電流下，IRT 結構的整流效率如圖9 所示。從圖9 可以看出，在相同射頻輸入功率下，可重構BSF 偏置電流的變化對整流效率的影響幾乎可以忽略不計，說明整流電路的工作不受諧波調制的影響。在?20 dBm 的射頻輸入功率下，被調制的二次諧波通過定向耦合器耦合至實時信號頻譜分析儀，解調后的信號波形如圖10所示。可見2f0的調制深度約為76.3%，并在?76.5 dBm 的載波功率下很好地恢復了50 kHz 基帶信息。換句話說，在2.35 μW 的平均直流功耗下，上行通信的數據傳輸速率能夠達到100 kbps。

圖9 不同偏置電流下的射頻整流效率

圖10 ?20 dBm 輸入功率下的50 kHz 解調方波

4 結論

本文提出在射頻整流電路中集成上行無線鏈路功能，實現射頻整流和上行通信的同時進行。

1)提出一種利用射頻整流電路產生的二次諧波進行無線攜能通信的方法。該方法采用射頻整流產生的二次諧波作為上行信號，無需本地振蕩電路等額外組件；在通信時采用低于10 μA 的調制電流，減少了無線攜能通信中的發射功耗。

2)基于使用DGS 結構的可重構BSF，提出一種實現射頻整流與通信發射集成的IRT 結構。在相同射頻輸入功率下改變BSF 的偏置電壓進行信號調制，幾乎對整流電路轉換效率沒有影響，展示了該結構在無線攜能通信中的成功應用。

3)在?20 dBm 射頻輸入功率下，實現了RFDC 轉換和低功率上行通信的同時進行。上行通訊數據速率達到100 Kbps，且平均直流功耗僅為2.35 μW。